Введение

 

1. Определение многоканальной системы передачи. 1

2. Уровни передачи. 5

Определение многоканальной системы передачи

 

Для передачи различного рода сообщений широко используются электрические сигналы – электромагнитные колебания, изменения параметров которых отображают передаваемые сообщения. Передача сообщений с помощью электрических сигналов называется электросвязью.

В зависимости от передаваемых сообщений существуют различные виды электросвязи: телефонная, телеграфная, передачи данных и др.

Комплекс технических средств, обеспечивающих передачу электрических сигналов, называется системой электросвязи.

Сообщением называют совокупность сведений о состоянии какого-либо объекта. Источник и получатель сообщений разделены между собой некоторой средой. Поэтому информация передается по каналам связи.

Канал связи – это совокупность технических средств и среды распространения, обеспечивающая передачу сигналов электросвязи от источника к получателю, в заданной области частот или с определенной скоростью. В зависимости от вида передаваемых сигналов различают цифровые каналы, аналоговые и смешанные.

Совокупность технических средств, обеспечивающая формирование каналов связи, называется системой связи. Кроме аппаратуры, осуществляющей преобразование и усиление сигналов, в состав системы связи входят устройства электропитания, управления и сигнализации, а также линия связи.

Линией связи называется среда распространения электромагнитных волн, используемая для передачи сигналов от передатчика к приемнику.

Линии связи бывают проводные и радиолинии. Проводными называются линии, в которых сигналы распространяются в пространстве вдоль непрерывной направляющей среды. К проводным относятся кабельные линии (электрические и световодные), волноводы и т.д. Применительно к проводным линиям вводится понятие цепи связи, представляющей собой совокупность проводов, по которым передается электрический сигнал. Преимущественно применяются двух- или четырехпроводные цепи.

В радиолиниях сообщения передаются посредством радиоволн в открытом пространстве. Применительно к радиолиниям аналогичным понятием является ствол.

В наземных радиорелейных линиях используются дециметровые и более короткие радиоволны, а ретрансляция сигналов производится с помощью наземных приемопередающих станций. В системах космической связи ретрансляционные станции устанавливаются на искусственных спутниках Земли. Для связи с подвижными объектами распространение получили сотовые системы связи.

Система передачи — совокупность технических средств, обеспечивающая образование линейного тракта, типовых групповых трактов и каналов первичной сети электросвязи, состоящая из станций системы передачи и среды распространения сигналов электросвязи

Из всех элементов системы наибольший процент стоимости приходится на линии связи. Поэтому возникает задача разработки таких систем и методов, которые позволяют одновременно передавать по одной физической цепи большое число независимых сообщений, т.е. использовать линию многократно. Такие системы передачи называются многоканальными. Связь, осуществляемая с помощью этих систем, называется многоканальной связью.

Системой N-канальной связи называется совокупность технических средств, обеспечивающих одновременную и независимую передачу сообщений от N источников к N получателям по одной цепи связи. К передатчику N -канальной системы связи подводятся первичные сигналы от N источников сообщений. Эти сигналы подвергаются специальной обработке и объединяются в общий групповой сигнал, поступающий на вход цепи связи. В приемной части системы из группового сигнала выделяются индивидуальные сигналы отдельных каналов, соответствующие передаваемым сообщениям и поступающие к N получателям. Обобщенная структурная схема многоканальной системы передачи представлена на рисунке 1.1

Сигнал в точках на рисунке 1.1:

1 -     передаваемое сообщение;

2 -     первичный электрический сигнал – электрический сигнал, один из параметров которого изменяется пропорционально передаваемому сообщению;

3 -     канальный сигнал, предназначенный для передачи в составе группового сигнала

4 -     групповой (многоканальный) сигнал;

5 -     линейный сигнал, оптимизированный для передачи по данной линии связи;

6 -     аддитивные шумы и помехи;

7 -     искаженный линейный сигнал и помехи;

8 -     восстановленный групповой (многоканальный) сигнал;

9 -     восстановленный канальный сигнал;

10 -    восстановленный первичный электрический сигнал;

11 -    восстановленное сообщение.

 


 

Подпись: Формирователь группового сигналаПодпись: Формирователь линейного сигналаПодпись: Формирователь группового сигналаПодпись: Формирователь канальных сигналовПодпись: …….Подпись: …….Подпись: …….Подпись: …….

 

Рисунок 1.1 – Обобщенная структурная схема многоканальной системы передачи


1.     Уровни передачи

 

Сигналы, используемые для передачи сообщений в системах электросвязи, представляют собой электрические напряжение или ток, изменяющиеся во времени. Характер изменений мгновенных значений напряжения или тока сигнала однозначно соответствует передаваемым сообщениям.

Значения напряжений (токов) сигналов и помех в различных точках каналов и трактов имеют величины от пиковольт (пикоампер) до десятков вольт (ампер). Мощности сигналов имеют величины от долей пиковатт до ватт, киловатт и даже мегаватт. Чтобы облегчить измерения и расчеты величин, значения которых изменяются в широком диапазоне и чтобы при сравнении результатов измерений или расчетов операции умножения и деления заменить соответственно сложением и вычитанием, вместо величин мощности, напряжения и тока, выраженных в ваттах, вольтах и амперах (или их долях), используют логарифмы отношения этих величин к одноименным величинам, принятым за отсчетные. Относительные величины, выраженные в логарифмической форме, называют уровнями передачи.

Уровни передачи, представляющие десятичные логарифмы отношения одноименных величин, называются децибелами (дБ), а уровни передачи, представляющие натуральные логарифмы отношения одноименных величин, называются неперами (Нп). В технике телекоммуникационных систем сегодня принято пользоваться децибелами.

Уровни передачи по мощности, напряжению и току определяются следующими формулами соответственно:

 

 

 

 

В этих формулах Pх, Uх, Iх величины мощности, напряжения или тока в рассматриваемой точке, а P0, U0 и I0 — величины, принятые за исходные при определении уровней передачи.

Если известны сопротивления Zx и Z0 на которых выделяются мощность, напряжение или ток, то на основании выражения

между уровнями передачи по мощности, напряжению и току определены следующие зависимости:

В эти выражения напряжения и токи подставляются в действующих значениях , .

В общем случае численные значения уровней передачи по мощности, напряжению и току не совладают. Однако при Zx = Z0 уровни по мощности, напряжению и току равны между собой.

Уровни называются абсолютными, если за исходное приняты следующие величины:

-       мощность P0=1 мВт;

-       дей­ствующее напряжение U0=0,7746 В;

-       действующий ток I0=1,291 мА.

-       сопротивление R0=600 Ом.

Очевидно, зная абсолютные уровни, можно вычислить соответствующие напряжения /ток/ и мощность

 

 

Можно показать, что 1Нп =8,69 дБ, 1 дБ =0,115 Нп.

Уровни передачи называются относительными, если величины P0, U0, I0 соответствуют значениям мощности, напряжения и тока в точке цепи, принятой за отсчетную (начало, вход цепи). Легко показать, что относительный уровень сигнала равен разности абсолютных уровней в данной точке цепи х) и в точке, принятой за начало (р0). Так, для уровня по мощности имеем:

где Рэт=1 мВт.

Очень важным является понятие измерительного уровня. По определению МККТТ измерительным уровнем называется абсолютный уровень в рассматриваемой точке системы (канала), если в начале этой системы (на входе канала) включен нормальный генератор. Нормальным называется генератор с ЭДС, равной 2×0,775=1,55 В, и внутренним активным сопротивлением, равным 600 Ом. Частота тока нормального генератора может быть любой, однако, на практике, если нет специальной оговорки, частоту считают равной 800 Гц. Если входное сопротивление канала активно и равно 600 Ом, то при подключении нормального гене­ратора на входе канала оказывается абсолютный нулевой уровень мощности, тока и напряжения.

При проектировании и эксплуатации систем связи необходимо знать величины уровней сигнала в различных точках тракта передачи. Чтобы охарактеризовать изменения энергии сигнала при его передаче, пользуются диаграммой уровней — графиком, показывающим распределение измерительных уровней вдоль тракта передачи.

Каждый блок системы характеризуется значениями сигнала на входе и выходе, что позволяет охарактеризовать его:

-       коэффициентом усиления по мощности и напряжению

-       затуханием блока

 

На рисунке 2.1 показана диаграмма уровней канала передачи, состоящего из усилителя передачи УСпер, трех участков линии связи l1, l2 и l3, двух промежуточных усилителей Ус1 и Ус2 и усилителя приема УCпр. На диаграмме отмечены характерные точки тракта: точка 1 – вход; точка 2 – выход канала; точки 3 – выходы оконечного усилителя передающей станции и промежуточных усилителей; точки 4 – входы промежуточных и оконечного приемного усилителей. Уровни в точках 3 определяются усилением усилителей; уровни в точках 4 зависят от затуханий участков линии. Минимально допустимый уровень в точках 4 определяется требуемым превышением сигнала над помехой (защищенностью):

 

Аз=10lg(РСп)=рс- рп,

 

где Рс и Рп — мощности сигнала и помехи,

рс и рп соответствующие уровни.

Рисунок 2.1 - Диаграмма уровней

 

Соотношение между уровнями на входе и выходе канала определяется его остаточным затуханием, которое представляет собой рабочее затухание, определенное в условиях замыкания входа и выхода канала на активные сопротивления нагрузки, соответствующие номинальным значениям входного и выходного сопротивлений канала. Остаточное затухание равно разности между суммой всех рабочих затуханий , имеющихся в канале, и суммой всех рабочих усилений :

Для того чтобы обеспечить нормальную работу системы связи величины мощностей, напряжений и токов сигналов и соответствующих уровней нормируют; нормируют также допустимые уровни помехи. При этом приходится считаться с тем, что вследствие наличия затуханий и усилений, уровни сигналов и помех в различных точках канала будут различными.

Чтобы избавиться от неопределенности, все нормируемые величины относят к точке тракта передачи с нулевым измерительным уровнем (ТНОУ). Уровни по мощно­сти, отнесенные к точке с нулевым измерительным уровнем, обозначают через дБм0.

И в заключение отметим, что приборы для измерения уровней передачи называются указателями уровней и представляют собой обычные вольтметры, измерительная шкала которых и входные регуляторы отградуированы в уровнях мощности и напряжения.

Рисунок 2.2 – Схема для определения параметров сигнала на входе и выходе четырехполюсника

 

Тема 1

Оглавление

1. Первичные сигналы электросвязи и методы их описания. 1

2. Телефонный (речевой) сигнал. 11

3. Сигналы звукового вещания. 15

4. Факсимильные сигналы.. 16

5. Телевизионные сигналы.. 19

6. Сигналы передачи данных и телеграфии. 24

 

1.     Первичные сигналы электросвязи и методы их описания

 

Электрический сигнал, получаемый на выходе преобразователя сообщения, называется первичным сигна­лом электросвязи.

Параметр первичного сигнала «x(t)», изменение величины кото­рого однозначно отображает передаваемое сообщение, называется представляющим или информационным параметром. Таким параметром могут быть:

-       амплитуда, частота или фаза гармонического электрического сигнала;

-       амплитуда, длительность или фаза импульсов периодической последовательности;

-       структура и разрядность кодовых комбинаций и др.

Первичный сигнал в структуре телекоммуникационных систем (TKC) есть объект транспортировки, так как он должен быть передан по каналу от передатчика к приемнику.

ТКС является технической основой транспортирования сигнала, а телекоммуникационные сети – специфической транспортной сетью. Поэтому необходимо установ­ить соотношения между параметрами и характеристиками первич­ных сигналов и характеристиками каналов передачи при которых обеспечивается передача сигналов с минимальными искажениями и максимально возможной защищен­ностью.

До приема сообщения сигнал следует рассматривать как случайный процесс, развивающийся во времени и представляющий собой совокупность функций времени, подчиняющихся общей для них статистической закономерности. Одна из функций, ставшая полностью известной после приема сообщения, называется реализацией случайного процесса. Реализация СП является уже детерминированной функцией времени. Типичный пример случайного процесса – сигнал на входе приемника, когда параметры канального сигнала изменяются случайным образом в соответствии с передаваемым сообщением, при этом сигнал подвергается воздействию различных шумов и помех.

Рассмотрим основные параметры сигналов как числовые характеристики случайного процесса. Случайный процесс представляется множеством (ансамблем) функций времени – реализаций случайного процесса.

Случайный процесс можно классифицировать:

-       по характеру принимаемых значений (рисунок 3.1):

-       непрерывный – процесс, для которого значения может принимать любые значения в пределах заданной области возможных значений (тепловой или дробовый шум);

-       дискретный – процесс, для которого значения может принимать случайным образом только определенные значения;

-       по возможности предсказания значений реализации:

-       детерминированный – значение реализации в любой момент времени может быть предсказано с вероятностью равной 1;

-       недетерминированный – каждая реализация является случайной функцией времени и ее будущее значение не может быть точно предсказано на основе зарегистрированных ранее значений;

-       по характеру изменения плотности вероятности:

-       стационарный – все одномерные и совместные плотности вероятности СП не зависят от выбора начала отсчета времени;

-       нестационарный;

 

Также вводят понятие эргодического СП, когда его математическое ожидание и моменты более высоких порядков определенные усреднением по времени, совпадают с соответствующими значениями, полученными усреднением по ансамблю реализаций:

Все эргодические процессы стационарные. Неэргодические могут быть как стационарными, так и нестационарными.

 

Рисунок 3.1

 

 

Наиболее полной характеристикой СП является многомерная плотность распределения вероятности

зная которую, можно для любого набора моментов времени и любых значений вычислить вероятность того, что СП x(t) принимает в указанные моменты времени значения, не превышающие соответственно :

 

Функция при n=1 – одномерная плотность распределения вероятности – характеризует плотность распределения мгновенных значений случайного процесса на интервале времени Т.

Зная одномерную и двумерную плотности распределения вероятностей можно определить следующие основные статистические характеристики сигнала:

1.     среднее значение сигнала (СП) – характеризует постоянную составляющую сигнала и определяется как математическое ожидание (черта – усреднение по множеству реализаций)

2.     мощность сигнала – характеризуется средним значением квадрата мгновенного значения СП - физический смысл - средняя мощность, которую развивает случайный сигнал x(t) на сопротивлении 1 Ом в момент времени t. Учитывает мощность как постоянной, так и переменной составляющих СП:

3.     среднеквадратическое значение СП:

4.     дисперсия СП – мера разброса его значений около среднего, определяет мощность переменной составляющей сигнала (мощность, выделяемая переменной составляющей сигнала на сопротивлении 1 Ом)

Если в сигнале отсутствует постоянная составляющая, , то

5.     корреляционная функция – характеризует связь между значениями СП в различные моменты времени (скорость изменения СП)

Частный случай СП – стационарный СП, у которого одномерная плотность распределения и дисперсия не зависят от времени

,

А двумерная плотность распределения вероятности зависит только от разности

Если СП стационарный, то функция не зависит от интервала наблюдения

Ее основные свойства:

1.     принимает любые неотрицательные значения

2.     площадь, ограниченная функцией и осью абсцисс равна 1:

3.     вероятность нахождения мгновенных значений сигнала в интервале равна:

Первым таким параметром является длительность первич­ного сигнала Тс, определяющая интервал времени, в пределах которого сигнал существует.

Для упрощения анализа телекоммуникационные сигналы с большой степенью достоверности можно рассматривать как стационарные СП определенные на интервале от – T/2 до +T/2 (t1 до t2).

При этом усреднение будем производить на интервале от – T/2 до +T/2, принимая усредненное значение как предел при T, стремящемся к бесконечности. Заметим, что это справедливо лишь для модели сигналов, поскольку реализации сигналов конечны, т.е. заданы на некотором интервале времени от t1 до t2.

Постоянная составляющая – это среднее значение случайного процесса. Для эргодического стационарного случайного процесса усреднение по времени эквивалентно усреднению по реализациям:

 

где Т – интервал усреднения;

u(t) – напряжение первичного сигнала.

Для многих сигналов связи постоянная составляющая равна нулю (телефонии. Звукового вещания).

Переменная составляющая - это центрированный случайный процесс:

Средняя мощность (дисперсия случайного процесса) – это мощность переменной составляющей (постоянная составляющая при этом не учитывается, так как не несет информации):

Средняя мощность совпадает с дисперсией случайного процесса - мерой его разброса около среднего значения.

Эффективным или действующим напряжением сигнала называют значение.

где R – сопротивление R = 1 Ом.

Максимальная мощность Рmax – это мощность синусоидального сигнала с амплитудой Um, которая превышается мгновенными значениями переменной составляющей сигнала u»(t) с определенной, достаточно малой вероятностью e. Для различных видов сигналов e принимает значения 10-5… 10-2.

Средняя и максимальная мощности сигнала должны быть таки­ми, чтобы при прохождении сигнала по каналу передачи не превы­шались допустимые значения, обеспечивающие неискаженную передачу сигналов для правильного воспроизведения передавае­мого сообщения на приеме.

Минимальная мощность Рmin принимается равной допустимой среднеквадратической ошибке при приеме сигналов данного вида, которая устанавливается экспериментально. В свою очередь, среднеквадратическая ошибка обычно равна средней мощности допустимой флуктуационной помехи: Рmin = Рпср.

Иногда минимальная мощность сигнала принимается равной мощности синусоидального сигнала с амплитудой Umin, которая превышается мгновенными значениями переменной составляющей u»(t) с определенной, достаточно большой вероятностью (1- e). Обычно принимают (1 - e) = 0,98.

Превышение максимальной мощности сигнала над средней мощно­стью называется пик-фактором Qс, определяемым по формуле

 

Возможный разброс мощностей первичного сигнала в конкретной точке канала характеризуется динамическим диапазоном Dс, под которым понимается отношение вида:

 

где Pmax максимальная (пиковая) мощность;

Pminминимальная мощность сигнала в одной и той же точке канала.

Превышение средней мощности первичного сигнала Pср над средней мощностью помехи Pп, называется защищенностью, которая равна

 

Для оценки скорости изменения сигнала используют функцию автокорреляции

Очевидно, что при t=0 R(0)=PCP. Величина называется коэффициентом автокорреляции. Собственно, мерой скорости изменения сигнала является интервал корреляции t0 – время, через которое практически утрачивается статистическая зависимость между u»(t) и u»(t+t). В частности, интервалом корреляции t0 считается основание прямоугольника, площадь которого равна площади, заключенной под функцией автокорреляции, а высота – R(0).

Посредством косинус-преобразования Фурье можно получить спектральную плотность процесса G(f) по функции автокорреляции:

и обратно:

где G(f) - спектральная плотность, или мощность процесса, определенная в бесконечно малой полосе df вблизи частоты f. В конечной полосе частот средняя мощность равна

Эффективная ширина энергетического спектра сигнала равна основанию прямоугольника, площадь которого равна площади, заключенной под кривой G(f), а высота - максимальной спектральной плотности Gmax(f), т.е.


 

Очевидно, что FЭ=1/2 t0.

Эффективную ширину энергетического спектра сигнала не следует смешивать с эффективно передаваемой полосой частот сигнала, которая устанавливается экспериментально исходя из необходимо высокого качества передачи.

Первичные сигналы электросвязи (непрерывные и дискретные) являются непериодическими функциями времени. Таким сигналам соответствует сплошной спектр, содержащий бесконечное число частотных составляющих. Однако всегда можно указать диапазон частот, в пределах которого сосредоточена основная энергия сиг­нала (не менее 90 %) и ширина которого равна

FC = Fmax- Fmin

где Fmin – минимальная частота первичного сигнала;

Fmax – макси­мальная частота первичного сигнала.

Этот диапазон еще называют эффективно передаваемой полосой частот сигнала, устанав­ливаемой экспериментально, исходя из требований качества пере­дачи для конкретного вида первичных сигналов.

Произведение трех физических параметров первичного сигнала: длительности Тс, динамического диапазона Dc и эффективно пере­даваемой полосы частот FC называется объемом первичного сигнала.

 

VC=TC DC∙∆FC

 

Важным параметром первичного сигнала является его потенци­альный информационный объем или количество информации Ic, переносимое им в единицу времени. Для аналогового сигнала:

 

где η - коэффициент активности источника первичного сигнала (для телефонных сигналов берется равным 0,25..,0,35, а для ос­тальных - 1);

FC - эффективно передаваемая полоса частот, Гц;

Pср - средняя мощность первичного сигнала;

Pп - средняя допус­тимая мощность помехи.

Для цифрового сигнала, дискретного по уровню и по времени, импульсы, формируемые в дискретные моменты времени, могут принимать некоторое конечное количество разрешенных значений (уровней). Если:

;

T – длительность тактового интервала;

F=1/T – тактовая частота, численно равная скорости передачи;

piвероятность появления импульса с амплитудой i.

В случае если импульсы с различными уровнями статистически независимы, что соответствует случаю передачи максимальной информации,

где – количество информации при приеме одного импульса;

– среднее значение информации при приеме последовательности импульсов

– суммарное количество информации в единицу времени.

Если вероятности появления импульсов произвольной амплитуды равновероятны, то и

 

Классификация первичных сигналов разнообразна, но наиболь­шее применение нашла классификация по виду передаваемых сигналов и по виду передаваемых сообщений. Классификация по виду сигналов охватывает аналоговые, дискретные и цифровые сигналы, узкополосные и широкополосные.

Аналоговым (непрерывным) сигналом называется сигнал электросвязи, у которого величина представляющих (информацион­ных) параметров может принимать непрерывное множество состояний. Аналоговый сигналом может быть и импульсный сигнал, если один из его параметров (амплитуда, длительность, частота следова­ния, фаза) принимает бесчисленное множество состояний.

Дискретным называется сигнал электросвязи, у которого вели­чина одного из представляющих параметров квантуется, т.е., имеет счетное множество состояний.

Цифровым называется сигнал электросвязи, у которого счетное множество величин одного из представляющих параметров опи­сывается ограниченным набором кодовых комбинаций. Примерами таких сигналов являются: сигналы передачи данных и телеграфии, сигналы телеконтроля и телеуправления, телемеханики и др. Если отношение граничных частот эффективно передаваемой полосы частот первичного сигнала Fmax /Fmin 2, то такие сигналы называются узкополосными, их спектр сосредоточен в пределах одной октавы, если Fmax/Fmin»2, то такие сиг­налы называются широкополосными.

Классификация первичных сигналов по виду передаваемых сообщений охватывает телефонные (речевые) сигналы и сигналы звукового вещания, сигналы передачи данных и телеграфии, телевизионные сигналы и факсимильные сигналы. Сигналы телемеханики, телеуправления и телеконтроля являются част­ным случаем сигналов передачи данных.

 

2.     Телефонный (речевой) сигнал

 

Для понимания сущности физических параметров речевых, а потом и телефонных сигналов, рассмотрим процесс речеобразования.

В образовании звуков речи принимают участие легкие, гортань с голосовыми связками, образующими голосовую щель, область носоглотки, язык, зубы и губы. В процессе произнесения речи чело­век вдыхает воздух и наполняет им легкие, которые через бронхи продувают воздух в гортань и далее через вибрирующие голосовые связки в полость рта и носа.

Голосовые связки, то сжимая, то открывая голосовую щель, про­пускают воздух импульсами, частота следования которых называ­ется основным тоном. Частота основного тона лежит в пределах от 50... 80 Гц (очень низкий голос - бас) до 200...250 Гц (женские и детские голоса). Импульсы основного тона содержат большое число гармоник (до 40), амплитуда которых убывает с увеличением частоты со скоростью приблизительно 12 дБ на октаву.

Импульсы воздуха встречают на своем пути систему резонаторов, образуемых объемами полости рта и носоглотки, положением языка, зубов и губ и изменяющихся в процессе произнесения раз­личных звуков. Проходя через эту систему резонаторов, одни гар­монические составляющие импульсной последовательности основного тона получат усиление, а другие - ослабление. Отметим, что частота основного тона меняется в значительных пределах при переходе от гласных звуков к согласным, и наоборот.

На рисунке видны усиленные области частот, характерные для спектра конкретного звука. Эти усиленные области частот называются формантными областями или просто формантами. Звуки речи отличаются друг от друга числом формант и их распо­ложением в частотной области. Поскольку форманты значительно мощнее других составляющих, то они главным образом и воздейст­вуют на ухо слушающего, формируя звучание того или иного звука.

Рисунок – Осциллограмма и спектрограмма речевого сигнала

 

На рисунке четко виден формантный состав гласных и и у при произнесении последовательности этих звуков. При переходе от гласной и происходит смещение частоты форманты F2 c 2400 Гц на 784 Гц, а также одновременное ослабление формант F3 и F4.

http://www.studfiles.ru/html/2706/314/html_Z8Q2vLZXN3.sbQJ/htmlconvd-dQd9Uy_html_2f47492b.png

Рисунок – Формантный состав гласных и и у

Разборчивость передаваемой речи зависит от того, какая часть формант доходит до уха слушающего без искажений и какая иска­зилась или по тем или иным причинам не была услышана. Пред­ставленный на рисунке вид спектра соответствует произнесению гласных звуков, обладающих заметной периодичностью. Многие согласные звуки непериодичны, и их частотные спектры являются либо полностью сплошными, либо содержат в своем составе участ­ии сплошного спектра.

Максимально в отдельных звуках замечено до шести усиленных частотных областей. Некоторые из них никакого значения для рас­познавания звуков не имеют, хотя и несут в себе довольно значи­тельную энергию. Спектральные исследования отдельных звуков русского языка отмечают наличие максимально четырех формант с условными максимумами на частотах 500 Гц (первая форманта), 1500 Гц (вторая форманта), 3500 Гц (третья форманта). Важными являются первые одна-две форманты (на оси частот) и исключение из передачи любой из них вызывает искажение передаваемого звука, превращая его в другой звук, либо вообще потерю им признаков человеческой речи. Первые три форманты звуков речи лежат в полосе частот от 300 до 3400 Гц, что и позволяет считать эту полосу частот вполне достаточной для обеспечения хорошей раз­борчивости передаваемой речи, сохранения естественности звучания и тембра голоса, узнаваемости говорящего.

Для высокого качества передачи речи необходимо обеспечить:

-       достаточный, не требующий напряжения слуха и голоса уровень громкости;

-       разборчивость;

-       естественное звучание голоса (узнаваемость);

-       низкий уровень шумов.

Частотный спектр речевого сигнала очень широк, однако экспериментально было установлено, что для передачи с достаточно высоким качеством (с удовлетворительной натуральностью и разборчивостью слогов - 90 % и фраз - 99 %) можно ограничиться полосой частот 0,3...3,4 кГц. Следовательно, эффективно передаваемая полоса частот теле­фонного сигнала может быть принята равной ∆FC= 0,3...3,4 кГц.

Специфическая особенность телефонной связи – речевой сигнал поступает в канал не непрерывно, при двусторонней связи существуют паузы в речи, каждый из абонентов говорит в течение менее 50% времени занятия канала. Количественно это оценивается коэффициентом активности источника – отношением времени, в течение которого мощность на входе канала превышает заданное пороговое значение, к общему времени занятия канала. Для речевого сигнала h=0,25…0,35. В качестве порогового принят уровень -40 дБм в точке с нулевым измерительным уровнем.

Исследования по определению минимальной, максимальной и средней мощностей телефонного сигнала с учетом характеристик микрофонов телефонных аппаратов, типов и характеристик абонентских и соединительных линий телефонных сетей, особенностей говорящих позволяют сделать следующие выводы:

-     при средней активности источника телефонного сигнала hт = 0,25...0,35 минимальная мощность телефонного сигнала в точке нулевого относительного уровня равна 0,1 мкВт0 (-40 дБм);

-     средняя мощность телефонного сигнала в этой же точке на ин­тервалах активности источника равна 88 мкВт0 (-10,5 дБм);

-     средняя мощность телефонного сигнала в этой же точке с учетом активности источника равна 22 мкВт0 (-16,5 дБм);

-     максимальная мощность телефонного сигнала с вероятностью превышения ε = 10-5 в точке нулевого относительного уровня равна 2220 мкВт0 (3,5 дБм).

Согласно рекомендаций МСЭ-Т допустимая невзвешенная мощность шумов, которую не чувствует человеческое ухо, составляет 178 000 пВт0 (-37,5 дБм). С учетом этого защищенность в телефонном канале от шумов составляет

Динамический диапазон речевого сигнала

Согласно формулам, динамический диапазон и пик-фактор будут равны соответственно Dт = 43 дБ (в практических расчетах принимают Dт = 40 дБ) и Qт = 14 дБ, что и берется при расчетах.

Для оценки количества информации, содержащейся в телефон­ном сигнале, воспользуемся формулой, подставив в нее следующие значения η = 0,33, Ft = 3400 - 300 = 3100 Гц, = 88 мкВт0 и мощность помехи Pп = 0,1 мкВт0 (что вполне реально), получим Iт = 10 000 бит/с.

3.     Сигналы звукового вещания

 

Источниками первичных сигналов звукового вещания являются высококачественные микрофоны. Эти сигналы представляют чере­дование сигналов различного вида: речи (особо следует выделить речь дикторов), художественного чтения (сочетания речи и музыки), вокальных и инструментальных музыкальных произведений от сольного исполнения до симфонических оркестров.

Частотный спектр сигналов вещания занимает полосу частот от 15 (звук барабана) до 20 000 Гц. Однако в зависимости от требова­ний к качеству воспроизведения эффективно передаваемая полоса частот (ЭППЧ) Fзв, отводимая для передачи сигналов вещания, может быть значительно ограничена. Для достаточно высокого качества воспроизведения сигналов звукового вещания его ЭППЧ должна составлять 50...10 000 Гц. Для получения безукоризненного воспроизведения программ вещания полоса частот сигнала веща­ния должна составлять 30...15 000 Гц.

Значение средней мощности сигнала вещания Wср..зв существенно зависит от интервала усреднения. В точке с нулевым относительным уровнем мощность сигнала составляет

-       923 мкВт0 при усреднении за час,

-       2230 мкВт0 - за минуту;

-       4500 мкВт0 - за секунду.

Максимальная мощность сигнала звукового вещания Wmax..зв в этой же точке состав­ляет 8000 мкВт0.

Динамический диапазон сигнала вещания D3B весьма широк, так как должны быть переданы сигналы минимальной мощности (на­пример, шорох листьев в тихую летнюю ночь) и максималь­ной (например, рев моторов взлетающего лайнера), и достигает величины 100...110 дБ.

Динамический диапазон речи диктора равен 25…35 дБ, художественного чтения - 40...50 дБ, небольших во­кальных и инструментальных ансамблей - 45...55 дБ, симфониче­ского оркестра - 60...65 дБ.

При определении динамического диапазона сигнала вещания максимальным считается такой его уровень мощности, вероятность превышения которого составляет 2 %, а минимальным - уровень, вероятность превышения которого равна 98 %.

Для качественной передачи сигналов звукового вещания и их восприятия обходятся динамическим диапазоном Dзв = 65 дБ.

Потенциальная информационная емкость сигнала звукового ве­щания при реальных значениях помех в зависимости от ширины ЭППЧ лежит в пределах 140…200 кбит/с.

 

4.     Факсимильные сигналы

 

Факсимильная связь - вид электросвязи, обеспечивающей пере­дачу неподвижных изображений; фотографий, чертежей, текстов (в том числе и рукописных), газетных полос и др. Первичные фак­симильные сигналы получаются при помощи процесса электрооп­тической развертки неподвижного изображения, заключающегося в преобразовании светового потока, отражаемого элементами изображения, в электрические. Упрощенная схема одной модели формирования первичного факсимильного сигнала приведена на рис. 2.

Передаваемое изображение на листе соответствующего форма­та накладывается на барабан передающего факсимильного аппара­та, который находится на валу электрического двигателя Д; оптическая система передающего факсимильного аппарата, со­стоящая из осветительного элемента – ОЭ (светодиод, лазерный диод), системы оптических линз Л1, Л2, создает на поверхности изображения яркое световое пятно малого диаметра, которое пе­ремещается вдоль оси барабана.

При вращении барабана световое пятно по спирали обегает ба­рабан и, следовательно, сканирует все элементы изображения. Отраженный элементами изображения световой поток воздействует на фотоэлемент ФЭ, создавая в его цепи тем больший ток, чем светлее (белее) элемент изображения. В результате в цепи ФЭ получается пульсирующий ток iф(t), мгновенное значение которого определяется отражающей способностью элементов изображения.

 

 

Рисунок 6.1 – Структурная схема формирований и передачи факсимильного сигнала

 

Далее ток факсимильного сигнала поступает на «Передатчик», согласующий параметры сигнала с параметрами канала передачи и, следовательно, формирующий первичный факсимильный сигнал.

С выхода канала передачи факсимильный сигнал поступает в «Приемник» и затем на осветительный элемент — ОЭ (светодиод или лазерный диод) приемного факсимильного аппарата. Интенсив­ность светового потока ОЭ пропорциональна мгновенному значе­нию сигнала на выходе «Приемника». Пучок света фокусируется системой линз Лз и подается на барабан приемного аппарата, на котором закреплена светочувствительная бумага. Барабан прием­ного аппарата вращается синхронно и синфазно с барабаном пере­дающего аппарата. Световое пятно так же, как и в «Передатчике», перемещается вдоль оси барабана по светочувствительной бумаге и формирует копию передаваемого изображения.

Частотный спектр факсимильного сигнала определяется характе­ром передаваемого изображения, скоростью развертки (вращения барабана) и размером анализирующего светового пятна. Макси­мальная частота факсимильного сигнала получается при чередова­нии черных и белых полей изображения, ширина которых равна диаметру светового пятна. В этом случае частота сигнала

 

f=, Гц

 

где D - диаметр барабана, мм;

N - число оборотов барабана в минуту, об/мин;

D - диаметр светового анализирующего пятна, мм.

Международным союзом электросвязи (МСЭ) рекомендованы сле­дующие параметры факсимильных аппаратов: N = 120, 90 и 60 об/мин; диаметр барабана D = 70 мм и диаметр светового пятна d = 0,15 мм. Соответственно из (8) получаем fф = 1465 Гц для N = 120 об/мин, fф = 1100 Гц для N = 90 об/мин и fф = 732 Гц для N = 60 об/мин. При передаче газетных полос частота сигнала достигает 180...250 кГц.

При передаче реальных изображений получается первичный сиг­нал сложной формы, энергетический спектр которого содержит частоты от 0 до fф. В зависимости от характера изображений они подразделяются на штриховые, содержащие две градации яркости, и полутоновые, число градаций которых определяется требова­ниями качества передачи факсимильного сообщения.

Динамический диапазон сигнала, соответствующего передаче полутоновых изображений, составляет приблизительно Dф = 25 дБ.

Пик-фактор факсимильного сигнала Qф определяется из соот­ношения

 

Qф = 20 lg (Umax ф/Uср.ф),

 

где Umax.ф и Uср.ф максимальное и среднеквадратическое значе­ния напряжения факсимильного сигнала соответственно.

Пик-фактор факсимильного сигнала определяется из следующих рассу­ждений. Предположим, что все градации яркости полутонового изображения равновероятны, т.е. появление i-й градации рi=1/к, где к — количество градаций яркости, обеспечивающих заданное качество передачи. Перенумеруем в порядке возрастания уровни сигнала, соответствующие различным градациям яркости таким обра­зом, что напряжение i-го уровня будет равно Ui=Umax.ф i/k, а средне­квадратическое значение сигнала

 

U=P=

 

Известно, что

и поэтому

 

U=

 

Следовательно,

 

 

При k = 16 пик-фактор факсимильного сигнала будет равен Qф =4,4 дБ. Заметим, что увеличение числа градаций яркости мало влияет на рост пик-фактора. Несложно показать, что при к →∞ пик-фактор стремится к величине Qmax.ф = 4,8 дБ.

Динамический диапазон факсимильных сигналов, согласно вы­шеприведенным рассуждениям, будет равен

 

.

 

Необходимая защищенность полутоновых сигналов, как и штри­ховых, равна Аэф = 35 дБ. При этом потенциальная информацион­ная емкость факсимильных сигналов будет равна

 

,

 

где число градаций для штриховых изображений равно к = 2.

Одним из важнейших видов факсимильной связи является переда­ча газет в пункты их печатания. Для этого используются специальные высокоскоростные факсимильные аппараты, обеспечивающие высо­кое качество копий за счет существенного увеличения четкости – уменьшения диаметра анализирующего пятна до 0,04...0,06 мм. Для типовой аппаратуры передачи газетных полос наивысшая частота сигнала достигает 180 кГц, а время передачи газетной полосы 2,3...2,5 мин. Изображение газетной полосы является штриховым, т.е. к = 2. Информационная емкость такого сигнала равна 360 кбит/с.

5.     Телевизионные сигналы

 

Первичный телевизионный сигнал формируется методом элек­тронной развертки с помощью развертывающего луча телевизион­ной передающей трубки, преобразующей оптическое изображение в видеосигнал, или сигнал яркости.

Подвижное изображение передается в виде кадров, сменяющих друг друга. Причем для создания эффекта плавного движения передается ZK = 25 кадров в секунду. Каждый кадр разлагается на строки, число которых определяется установленными стандартами. В широко распространенном стан­дарте каждый кадр раскладывается на Zc = 625 строк. Чтобы смена кадров на экране приемной телевизионной трубки (кинескопе) была незаметной (без мерцаний), число изображений должно составлять не менее 50 кадров в секунду. А это требует увеличения скорости развертки, что усложняет оборудование формирования и передачи телевизионных сигналов. Поэтому для устранения возможного мерцания каждый кадр передается в два этапа: сначала передают­ся только нечетные строки, а затем - четные. В результате на экра­не кинескопа создается кадр из двух изображений, называемых полями, или полукадрами. Число последних в секунду составляет 50, и смена изображений становится незаметной и, благодаря этому, формируется немерцающее изображение. Вследствие инерционности зрения передача 50-ти полукадров в секунду восприни­мается как слитное движущееся изображение.

На время смены строк и кадров развертывающий луч приемной трубки должен быть погашен. Для чего на управляющий элек­трод трубки подается напряжение, равное напряжению видеосигнала при передаче черного поля. Передающая телевизионная камера поэтому дополняется устройствами, которые доводят напряжение сигнала во время обратного хода луча до величины, соответствую­щей напряжению видеосигнала при передаче черного поля. Возни­кающие при этом импульсы напряжения называются гасящими импульсами.

Движение развертывающих лучей передающей и приемной те­левизионных трубок должно быть синхронным и синфазным. Для этого от передатчика телевизионного сигнала к его приемнику передаются синхронизующие импульсы: в моменты перехода луча от конца одной строки к началу следующей передаются им­пульсы строчной синхронизации, а в моменты перехода от конца каждого кадра (полукадра) к началу другого — импульсы кадровой синхронизации. Чтобы синхроимпульсы не создавали помех изображению, их передают в то время, когда луч кинескопа пога­шен, т.е. во время передачи гасящих импульсов.

Разделение синхронизирующих и гасящих импульсов в приемни­ке осуществляется по уровню: если гасящие импульсы передаются с уровнем, соответствующим уровню видеосигнала при передаче черного поля, то синхроимпульсы передаются с уровнем, соответ­ствующим уровню видеосигнала, который получался бы при пере­даче поля «чернее черного».

Обобщенная структурная схема формирования телевизионного сигнала приведена на рисунке 7.1, где приняты следующие обозначения: ГCР – генератор строчной развертки и ГКР – генератор кадровой развертки передающей и приемной телевизионных трубок; ГССИ – генератор строчных синхроимпульсов; ГКСИ – генератор кадровых синхроимпульсов; ЗГ – задающий генератор; ГСГИ – генератор строч­ных гасящих импульсов; ГКГИ – генератор кадровых гасящих импульсов; ВУ - видеоусилитель тракта передачи и тракта приема; Пер - передатчик телевизионных сигналов и сигналов звукового сопровождения; ЗС – оборудование формирования сигналов звуково­го сопровождения тракта передачи и тракта приема; КП – канал передачи; Прм – приемник телевизионных сигналов и сигналов звуко­вого сопровождения; CСИ селектор синхроимпульсов.

Следовательно, первичный телевизионный сигнал, поступающий на вход передатчика телевизионного канала, представляет после­довательность импульсов с непрерывно изменяющейся амплитудой (напряжением). Эти импульсы повторяются с частотой следования строк Fc = ZK Z C = 25625 = 15 625 Гц, а время передачи одной строки равно 1/FC = Тс = 64 мкс. В промежутках между ними передаются импульсы строчной и кадровой синхронизации, имеющие постоян­ные амплитуды.

 

 

Рисунок 7.1 – Обобщенная структурная схема формирования телевизионного сигнала

 

Ширина спектра первичного телевизионного сигнала может быть определена следующим образом. Максимальная частота спектра соответствует передаче чередующихся черных и белых квадрат­ных элементов изображения. Вертикальный размер элементов определяется размером строки. Учитывая, что ширина кадра отно­сится к его высоте как 4/3, нетрудно определить число элементов М, содержащихся в одной строке: оно равно М = (4/3)-Z2c. Учитывая, что в секунду передается 25 кадров (50 полукадров, состоящих поочередно из четных и нечетных строк изображения), общее число элементов, передаваемое за секунду, будет равно 25М. Время передачи одного элемента, следовательно, будет равно = 1/25М =3/(4625225) = 0,083 мкс. Максимальная частота спектра телеви­зионного сигнала будет равна Рmax = 1/2 = 1/2- 0,08310-6 = 6 МГц. Таким образом, полагая нижнюю граничную частоту телевизионного спектра равной 50 Гц (частота смены полукадров), общая ширина спектра телевизионного сигнала принимается равной 50 Гц...6 МГц без учета передачи сигналов звукового сопровождения.

Энергетический спектр телевизионного сигнала имеет дискрет­ный характер, максимумы энергии которого сосредоточены вблизи гармоник частоты строк nFc (n=1, 2, 3,...). Однако практически вся энергия сигналов яркости сосредоточена в диапазоне от 0...1.5 МГц. Эта особенность видеосигнала используется при организации видеотелефонной связи, организуемой в полосе частот от 50 Гц до 1,2...1,5 МГц.

Защищенность сигналов яркости от помех должна быть не менее 48 дБ. Число градаций яркости телевизионного сигнала приблизи­тельно равно к = 100 и согласно (10) динамический диапазон ви­деосигнала будет равен DTb = 40 дБ. Пик-фактор сигнала, как было показано при рассмотрении полутонового факсимильного сигнала (9), не превышает 4,8 дБ, а потенциальный информационный объем телевизионного сигнала равен Iтв = 6,64 6,0106lg 100 80 Мбит/с.

Все рассмотренное выше справедливо для сигналов черно-белого телевидения. Сигналы цветного телевидения имеют некото­рые особенности.

В основе цветного телевидения лежат следующие физические процессы:

-                   оптическое разложение многоцветного изображения с помощью специальных цветных светофильтров на три одноцветных изображения в основных цветах -красной (R - red), зеленом (G - green) и синем (В — blue);

-                   преобразование трех одноцветных изображений в передающей телевизионной трубке в соответствующие им три электрических сигнала Еr, Еg, ЕB,

-                   передача этих трех электрических сигналов по каналу связи;

-                   обратное преобразование электрических сигналов изображения в специальном кинескопе (приемной телевизионной трубке) в три одноцветных оптических изобра­жения красного, зеленого и синего цветов; каждый цвет характеризуется двумя параметрами: яркостью и цветностью (насыщенностью); напомним, что в черно-белом телевидении при развертке изображения меняется только яркость освещения его отдельных элементов, и передаваемый сигнал является сигналом яркости;

-                   оптическое сложение в определенных пропорциях трех одноцветных изображе­ний в одно многоцветное, при котором формируется сигнал яркости ЕЯ,

При наличии сигнала Е, не обязательно передавать три цветовых сигнала: ER, ЕG, ЕB. Достаточно передать любые два из них. Обычно в системах цветного телевидения исключается самый широкополосный сигнал - зеленый EG, поскольку в яркостном сигнале содержится 59 % зеленого. Вычитая из ЕB и EB полученный сигнал яркости, получают так называемые цветоразностные сигналы. Максимум энергии сигнала яркости группируется в диапазоне нижних частот. Амплитуды составляющих сигнала в диапазоне верхних частот очень малы. Именно в этом диапазоне яркостного сигнала с помощью поднесущих частот помещаются цветоразностные сигналы, образуя сигна­лы цветности. Уплотняемые таким способом в общем частотном спектре сигнал яркости и цветоразностные сигналы могут создавать взаимные помехи. Для уменьше­ния влияния высокочастотных составляющих яркостного сигнала на цветоразностные сигналы поднесущая частота выбирается в верхнем диапазоне частот (где составляю­щие сигнала яркости очень малы и амплитуда поднесущей берется больше амплитуд этих составляющих). В то же время амплитуда поднесущей должна составлять не более 23% от максимальной амплитуды яркостного сигнала.

Таким образом, яркостный сигнал и два цветоразностных сигнала занимают стандартную полосу частот телевизионного сигнала без заметного взаимодействия между собой.

На рис. 4 приведен фрагмент осциллограммы одной строки полного телевизион­ного (ТВ) сигнала с указанием его основных параметров.

Существует несколько систем цветного телевидения, различающихся между собой в основном способами модуляции поднесущих частот цветоразностными сигналами. В нашей стране нашла применение система SEKAM (СЕКАМ) (от фр. Sequentiel couleurs a memoire - последовательная передача цветов с запоминанием).

 

 

Рисунок 7.2 – Осциллограмма одной строки полного ТВ-сигнала

1 – сигнал яркости, 2 – сигнал цветности,

I – уровень белого, II – уровень черного, III – уровень гашения, IV – уровень синхроимпульсов

Особенностью системы является то, что цветоразностные сигналы передаются в частотном спектре яркостного сигнала на вспомогательных цветовых поднесущих методом частотной модуляции. Поскольку модулировать по частоте поднесущую одновременно двумя сигналами невозможно, то в системе SECAM сигналы переда­ются поочередно через строку. В течение времени одной строки передается только цветоразностный сигнала Er Er , другой - только ЕR - Er во время третьей строки вновь передается Er - Еr и т.д. Чтобы получить в телевизоре цветоразностный сигнал EGЕr необходимо иметь оба цветоразностных сигнала ЕG - Еr и ЕB - Еr одновременно. Для этого в телевизорах используется линия задержки со временем задержки (запоминанием) на одну строку (64 мкс). Таким образом, каждая переда­ваемая строка запоминается в линии задержки и к приходу следующей строки ее можно использовать как недостающий сигнал для формирования третьего цветоразностного сигнала. Отметим, что обе поднесущие частоты выбираются четными гармониками частоты строчной развертки. Для передачи сигнала ЕR - E используется частота f0R = 282FС 282 15625 = 4,406 МГц и для передачи сигнала Ев - E, исполь­зуется частота f0B = 272 Fc = 272 15625 = 4,250 МГц.

6.     Сигналы передачи данных и телеграфии

 

Первичные сигналы телеграфии и передачи данных получаются на выходе телеграфных аппаратов или аппаратуры передачи дан­ных и представляют последовательность однополярных (рисунок 8.1,а) или биполярных (рисунок 8.1, б) прямоугольных импульсов постоянной амплитуды и длительности. При этом положительный импульс обычно соответствует передаваемому символу «1», а пропуск или отрицательный импульс - символу «0». Такие сигналы принято называть двоичными.

На рисунке 8.1 приняты следующие обозначения: C(t) — первичный сиг­нал передачи данных и телеграфии; Ат— амплитуда импульсов и u -длительность импульсов. Кроме этих параметров импульсной по­следовательности, вводится понятие тактовой частоты, под кото­рой понимается отношение вида F = 1/u и которая численно равна скорости передачи в бодах (В). Отметим, что значение тактовой частоты Fи скорости передачи В совпадают только в случае пере­дачи двоичных последовательностей. При переходе к многопозиционным кодам такого совпадения нет.

Рисунок 8.1 – Сигналы передачи данных и телеграфии

 

Вероятность появления «1» и «0» для однополярной последова­тельности импульсов (иногда называемой обобщенным телеграф­ным сигналом) и импульсов положительной или отрицательной полярности, а также статистические связи между импульсами опре­деляются свойствами источника сообщения. Чаще эти вероятности равны 0,5 и импульсы последовательности принимаются статисти­чески независимыми.

Определим основные физические параметры первичных сигна­лов телеграфии и передачи данных.

Такая характеристика, как динамический диапазон, для сигналов передачи данных и телеграфии (как и для всех двоичных сигналов) не применяется, так как по самому определению для такого класса сигналов не имеет смысла.

Для определения полосы частот, необходимой для качественной пе­редачи сигналов телеграфии и передачи данных, воспользуемся поня­тием спектральной плотности амплитуд Su (f) элементарного сигнала: прямоугольного импульса с амплитудой Am и длительностью tu

Спектральную плотность амплитуд такого импульса, иногда на­зываемого видеоимпульсом, получим, применив к нему прямое преобразование Фурье:

 

S(f)=Amtu =Am

 

Из анализа данного выражения следует наличие нулей спектральной плотности амплитуд. Эти нули располагаются на частотах, где т.е. при и, следовательно, на частотах , т.е. нули спектральной плотности амплитуд одиночного прямоугольного импульса располагаются на гармониках тактовой частоты. При f —> 0 (12) принимает значение

 

 

т.е. начальное и одновременно наибольшее значение спектральной плотности импульса равно его площади Su = Am×. График спек­тральной плотности амплитуд видеоимпульса (одиночного прямо­угольного импульса элементарной посылки) показан на рисунке 8.2.

 

Рисунок 8.2 – Спектральная плотность амплитуд видеоимпульса

 

Из рассмотрения рисунка 8.3 следует, что основная энергия (более 90 %) импульса находится в полосе частот от 0 до FТ = 1/, т.е. в полосе частот главного «лепестка» его спектральной плотности амплитуд, а в полосе частот от 0 до FТ/ 2 - более 60 %.

 

Рисунок 8.3 – Телеграфный сигнал, соответствующий передаче «точек»

 

Другим предельным видом сигнала передачи данных и телегра­фии является сигнал, соответствующей передачи «точек», т.е. периодической последовательности токовых «1» и бестоковых «0» посылок (см. рис. 7). Здесь, кроме уже принятых, введем новые обозначения:

Тu - период следования импульсов, a 1/Tu, = Fu - час­тота следования импульсов;

tи / = Qu — скважность импульсов (для передачи «точек» скважность Q=2).

Периодический сигнал, может быть представлен рядом Фурье

 

С(t)=A+cos 2k=+cos 2k

 

 

Анализ формулы показывает, что периодическая последо­вательность импульсов, в самом общем случае, содержит постоян­ную составляющую с амплитудой А0 и гармоники частоты следования импульсов Fu с амплитудами Аk, число которых зависит от скважности периодической последова­тельности.

Для случая передачи «точек» скважность Qи = 2 и фор­мула приводится к виду:

 

С(t)=+cos 2k

 

Основная энергия периодической последовательности импуль­сов лежит в полосе частот от 0 до Ft = 2 Fu.

Следовательно, спектр сигналов передачи данных и телеграфии, в самом общем случае, содержит непрерывную составляющую, спектральная плотность амплитуд которой совпадает со спектральной плотностью одиночного импульса, и дискретную составляющую соответствующую спектру амплитуд периодической последователь­ности импульсов типа «точек».

Следует, однако, иметь в виду, что при передаче двоичных сиг­налов в приемнике нет необходимости восстанавливать импульсы без искажений, т.е. строго сохранять их форму; для восстановления информации достаточно - зафиксировать только знак импульса при двухполярном сигнале либо наличие или отсутствие импульса для однополярного сигнала.

Если спектр сигнала ограничить фильтром нижних частот (ФНЧ) близким к идеальному, то уверенный прием сигналов возможен при частоте среза, равной 0,5Fт, т.е. можно считать, что эти сигналы занимают полосу частот от 0 до 0,5FT. Однако в реальных условиях верхнюю граничную частоту спектра сигналов телеграфии и пере­дачи данных принимают равной Ft или даже 1,2Fт. Это обусловлено тем, что при некоторых видах передачи информация заложена в изменениях длительности импульсов, а также мешающим дейст­вием помех.

Можно считать, если не оговорены специальные условия, сигналы передачи данных и телеграфии занимают полосу частот от 0 до FТ.

При передаче таких сигналов вероятность неправильно принято­го символа («1» или «0») или вероятность ошибки должна быть не хуже 10-5. Это позволяет принять значение необходимой защищен­ности от помех не хуже Аз.тлг= 12 дБ.

Тема 2

Оглавление

Каналы связи. 1

1 Определение. 1

2 Характеристики канала связи как четырехполюсника. 4

3 Канал тональной частоты.. 13

 

 

Каналы связи

 

1          Определение

 

Канал передачи – совокупность технических средств и среды распространения, расположенная между источником и получателем, которая обеспечивает передачу электрического сигнала в заданном диапазоне мощностей, в определенной области частот или с определенной скоростью.

В зависимости от типа аппаратуры и протяженности канала в его состав могут входить различные устройства: фильтры, усилители, преобразователи, коммутаторы и т.д.

Независимо от способов технической реализации (канал спутниковой связи, канал телефонной связи и пр.) качество связи должно отвечать заданным требованиям.

В общем случае канал связи можно рассматривать как четырехполюсник, на вход которого подаются сигналы от первичного преобразователя передачи, а выход соединен с первичным преобразователем приема.

Часто, особенно при передаче речевых сигналов (телефонной связи), в оконечном пункте находится и источник получатель сигналов, следовательно, в системе связи должна быть обеспечена возможность передачи сигналов одновременно в двух направлениях.

Так как в состав канала входят однонаправленные устройства, в системе связи необходимо иметь два одинаковых односторонних канала противоположных направлений передачи. При этом используют термин четырехпроводное окончание канала.

Основным назначением каналов связи является передача сигналов от источника к получателю. Качество связи при этом должно отвечать некоторым заданным требованиям независимо от способов ее технической реализации.

Четырехполюсник – это электрическая цепь любой сложности, имеющая две пары зажимов - для входного сигнала и для выходного. Его внутренний алгоритм работы определяется на основании анализа изменений проходящего через него входного сигнала.

 

 

Рисунок – Четырехпроводное окончание канала

 

Основная идея в теории четырехполюсников заключается в том, что можно установить закономерность между величинами входных и выходных токов и напряжений четырёхполюсника и при этом нет необходимости вникать в процессы, происходящие внутри него.

Четырехполюсники можно разделить на несколько групп.

-       Активные  четырехполюсники — это четырехполюсники, которые содержат ветви с нескомпенсированными источниками энергии, при этом напряжение на разомкнутых зажимах не равно нулю.

-       Пассивные четырехполюсники либо не содержат источников энергии, либо, если они есть, то суммарное их действие взаимно компенсируется внутри четырехполюсника таким образом, что напряжение на входных и выходных зажимах равно нулю.

-       Если четырехполюсник симметричный, то перемена мест подключения входных и выходных зажимов не изменит токораспределения во внешней цепи.

-       В линейных четырехполюсниках связь между токами и напряжениями имеет линейную зависимость. В таких четырехполюсниках нелинейные элементы (вольт-амперные характеристики которых имеют нелинейный характер) отсутствуют.

-       Обратимые четырехполюсники — это такие четырехполюсники, для которых справедлив принцип взаимности (отношение напряжения на входе к току на выходе не зависит от того, какая пара зажимов выбрана в качестве входных).

-       Эквивалентные четырехполюсники — это такие четырехполюсники, при взаимной замене которых входные и выходные токи и напряжения не изменятся.

Характеристики четырехполюсника

-       в частотной областипередаточная функция, которая определяется в стационарном режиме при гармоническом возбуждении четырехполюсника

 

}  - амплитудно-частотная характеристика четырехполюсника; характеризует изменение коэффициента передачи для спектральных составляющих сигнала, имеющих различные частоты.

}  - фазочастотная характеристика четырехполюсника, характеризует изменение фазы частотной компоненты передаваемого сигнала после прохождения канала передачи

-       во временной области:

-       импульсная характеристика, которая определяется как реакция цепи на воздействие, имеющее вид единичного импульса – δ-импульса.

-      

d-функция имеет спектр, равный 1 для всех частот, спектральная плотность выходного сигнала равна , тогда импульсная характеристика – путем прямого преобразования Фурье.

-       переходная характеристика, которая определяется как реакция цепи на воздействие, имеющее вид единичного скачка.

При передаче по каналу связи сигнал претерпевает искажения: линейные и нелинейные.

Амплитудно-частотные искажения обусловлены отклонением частотной характеристики затухания (или коэффициента передачи по напряжению) от номинального значения в диапазоне частот, где сосредоточен спектр сигнала.

Фазочастотные искажения обусловлены отклонением фазочастотной характеристики канала передачи от линейной.

Если коэффициент передачи четырехполюсника по напряжению имеет вид:

где – АЧХ четырехполюсника, характеризует изменение коэффициента передачи для спектральных составляющих сигнала, имеющих различные частоты.

– ФЧХ четырехполюсника, характеризует изменение фазы частотной компоненты передаваемого сигнала после прохождения канала передачи.

Пусть на входе канала сигнал

Тогда сигнал на выходе

Если , а , то все частотные компоненты входного сигнала изменяются в раз и задерживаются на , при этом форма сигнала не изменится. Реально в канале связи при неравномерности АЧХ и нелинейности ФЧХ форма сигнала изменяется.

При передаче речевых сигналов нелинейность фазочастотной характеристики несущественна.

 

2          Характеристики канала связи как четырехполюсника

 

Свойства каналов связи и их качество определяются рядом параметров и характеристик.

Номинальные и реальные значения входного и выходного сопротивлений и их допустимое отклонение от номинальных значений.

Отклонение этих сопротивлений канала от номинала оценивается величиной коэффициента отражения:

 

 

 

или величиной затухания отражения:

 

 

Здесь Z н номинальное, а Z р - реальное значения сопротивлений.

Как правило, относительное отклонение сопротивлений от номинальных значений не должно превышать 10%, тогда

 

Номинальные уровни сигналов на входе и выходе канала ,

Остаточное затухание канала – затухание канала, измеренное в условиях нагрузки входа и выхода канала на активные сопротивления, соответствующие номинальным значениям, на частоте испытательного сигнала.

Равно разнице суммы затуханий и суммы усилений в канале.

 

 

Для каналов различных типов устанавливают частоты испытательного сигнала, с помощью которого производится измерение остаточного затухания.

 

Нестабильность остаточного затухания – отклонение во времени остаточного затухания от номинала .

 

Частотная характеристика остаточного затухания (эквивалент модуля коэффициента передачи) канала передачи определяется выражением

 

 

при постоянном уровне сигнала на входе.

Для каждого канала в зависимости от его назначения нормируются значения .

Эффективно передаваемая полоса частот – полоса частот, на границах которой остаточное затухание канала отличается от номинального значения не более чем на некоторую допустимую величину.

В пределах эффективно передаваемой полосы частот нормируются допустимые отклонения остаточного затухания от номинала.

Один из возможных способов нормирования заключается в задании «шаблона» допустимых отклонений остаточного затухания. Примерный вид такого шаблона показан на рис. хх

Отклонение частотной характеристики остаточного затухания определяется как

 

 

 

Рис – Шаблон допустимых отклонений остаточного затухания

 

На рисунке приняты следующие обозначения:

f 0 частота, при которой определяется номинальное значение остаточного затухания

– нижняя и верхняя границы допустимых отклонений остаточного затухания;

1, 2 – границы допустимых отклонений остаточного затухания;

3 – вид частотной характеристики отклонения остаточного затухания.

 

Амплитудно-частотная характеристика четырехполюсника.

 

 

Фазо-частотной характеристикой (ФЧХ) канала называется зависимость сдвига фаз между колебаниями на входе и выходе канала от частоты несущего колебания. Если ФЧХ линейна во всем диапазоне частот спектра сигнала, то сигнал будет передаваться без искажений.

Для оценки и нормирования ФЧХ обычно используют харакетристику группового времени запаздывания

При этом для реального канала

Смысл групповой задержки можно пояснить следующим образом. Отклик физически реализуемого фильтра всегда возникает не раньше воздействия, при этом фильтр задерживает входной сигнал при фильтрации на некоторое время. При этом если подавать на фильтр сигналы разной частоты, то сигнал на выходе одного и того же фильтра могут быть задержаны на разное время. Эта задержка выражается в сдвиге фазы сигнала на выходе относительно сигнала на входе.

Групповая задержка при этом характеризует изменение временного сдвига сигнала, который получается в результате фазового сдвига.

Проиллюстрируем это рисунком

http://www.dsplib.ru/content/filters/linphase/linphase/linphase_html_m5d250373.gif

Если ФЧХ линейна, то групповая задержка постоянна, т.е. при изменении частоты сигнала она не меняется.

 

При нелинейной ФЧХ разные частоты приобретают разные фазовые сдвиги и соответственно разные временные задержки на выходе фильтра.

 

Требование на линейность ФЧХ канала ТЧ обусловливается неравномерностью группового времени распространения , равного отклонению группового времени распространения от его минимального значения , т.е. , где . За допустимое значение величины при передаче данных принимается , где В – скорость передачи.

При передаче по каналу связи сигнал претерпевает искажения: линейные и нелинейные.

Амплитудно-частотные искажения обусловлены отклонением частотной характеристики затухания (или коэффициента передачи по напряжению) от номинального значения в диапазоне частот, где сосредоточен спектр сигнала.

Фазочастотные искажения обусловлены отклонением фазочастотной характеристики канала передачи от линейной.

Если коэффициент передачи четырехполюсника по напряжению имеет вид:

где – АЧХ четырехполюсника, характеризует изменение коэффициента передачи для спектральных составляющих сигнала, имеющих различные частоты.

– ФЧХ четырехполюсника, характеризует изменение фазы частотной компоненты передаваемого сигнала после прохождения канала передачи.

Пусть на входе канала сигнал

Тогда сигнал на выходе

Если , а , то все частотные компоненты входного сигнала изменяются в раз и задерживаются на , при этом форма сигнала не изменится. Реально в канале связи при неравномерности АЧХ и нелинейности ФЧХ форма сигнала изменяется.

 

При передаче речевых сигналов нелинейность фазочастотной характеристики несущественна.

Амплитудная характеристика канала определяется следующими зависимостями:

Мгновенная динамическая характеристика – зависимость между мгновенными значениями сигнала на входе и выходе канала передачи

 

Если

 

то канал называется линейным. Реальная мгновенная динамическая характеристика отличается от линейной в области больших мгновенных значений .

 

Рисунок – Типовые нелинейные характеристики мгновенных значений: кубическая (а) и квадратическая (б) нелинейности, ограничение сверху (в) и снизу (г)

Если амплитудная характеристика канала нелинейна, то при воздействии на вход моногармонического сигнала на выходе формируются гармоники частоты f0, если сигнал был полигармоническим, то в добавок появляются комбинационные продукты второго и более порядков .

Зависимость амплитуды основной гармоники на выходе от амплитуды основной гармоники на входе. Угол наклона однозначно определяется коэффициентом передачи.

Если j=450k=1

j<450k<1

j>450k>1

 

Характеристика передачи уровней – это зависимость абсолютного уровня мощности (напряжения) на выходе канала от абсолютного уровня мощности (напряжения) на входе канала, измеренная при некоторой обусловленной частоте измерительного сигнала.

 

 

Или зависимость остаточного затухания канала от уровня испытательного сигнала на входе. В этом случае нормируется допустимое отклонение от номинального при изменении уровня сигнала на входе на частоте испытательного сигнала.

 

Рис - Примерный вид амплитудных характеристик

 

Нелинейность при больших уровнях на входе связана с перегрузкой активных каскадов канала передачи, при малых - уровнем собственных шумов канала.

По амплитудной характеристике можно грубо оценить величину нелинейных искажений, которые возникают за счет нелинейности амплитудной характеристики канала; нелинейные искажения сигнала проявляются в следующем:

а) искажении формы сигнала;

б) увеличении количества спектральных компонент выходного сигнала по сравнению с входным сигналом.

Увеличение количества спектральных компонент выходного сигнала оценивают с помощью коэффициента гармоник. Различают:

коэффициента нелинейных искажений:

где U1 – действующее значение напряжения основной гармоники на выходе канала

Uiдействующее значение напряжения i-ой гармоники сигнала, возникающей вследствие нелинейности канала.

коэффициента затухания нелинейности по i-ой гармонике:

 

коэффициент искажений по i-й гармонике, определяемый из выражения

7. Уровень (мощность) помех в точке с нулевым измерительным уровнем. Помехой в канале передачи называют любое электрическое колебание, частично или полностью совпадающее по спектру с полезным сигналом и передаваемое вместе с ним. Действие помехи на полезный сигнал в какой-либо точке канала оценивается отношением сигнал/шум (помеха) (ОСШ) или защищенностью

 

 

8. Средний pс ср и пиковый (допустимый) pс мах уровни мощности сигнала (в дБм) в точке с нулевым измерительным уровнем и динамический диапазон канала (в дБ). Последний определяется из выражения

 

где – максимальная мощность сигнала, при которой нелинейные искажения не превышают заданной величины; Вт;

– суммарная мощность всех помех в заданной точке; Вт.

Основными характеристиками каналов связи, определяющих качество обмена информацией являются достоверность и скорость передачи сообщений.

При передаче непрерывных сообщений достоверность характеризуется степенью соответствия принятого сообщения (Uпр(t ) переданному (Uпер (t)). Количественной характеристикой является среднеквадратичная ошибка

 

 

 

Количественной характеристикой оценки достоверности передачи в цифровых каналах является вероятность искажения одного бита. Требования к этой характеристике определяется системой, в которой используется этот канал и может изменяться в пределах 10-2 – 10-12.

Количественной характеристикой оценки достоверности передачи в цифровых каналах является относительное количество ошибочно принятых знаков (символов) сообщения апр получившее название – коэффициент ошибок:

где NОШ – число ошибочно принятых знаков (символов);

N – общее число переданных знаков (символов) за время наблюдения tН.

Поскольку ошибки в канале возникают случайно, то коэффициент ошибок зависит от времени наблюдения. Поэтому в расчетах пользуются предельным значением

 

при достаточно большом времени наблюдения предельное значение совпадает с вероятностью ошибки :

 

где m – число опытов, в которых появилась ошибка;

n – общее число опытов.

 

Для цифровых каналов важной характеристикой является скорость передачи информации, которая определяется основанием кода (mc) и длительностью посылки (Т)

 

,

 

где Т – длительность посылки;

m – основание кода.

Универсальным показателем эффективности системы связи является коэффициент η, характеризующий использование системой пропускной способности канала η= Vи` - информационная эффективность` - пропускная способность канала).

Пропускной способностью канала связи называют наибольшее теоретически достижимое количество информации, которое может быть передано по каналу за единицу времени. Пропускная способность канала определяется физическими свойствами канала связи и сигнала. От пропускной способности канала зависит максимально возможная скорость передачи данных по этому каналу. Для определения максимально возможной скорости надо знать три основных параметра канала связи и три основных параметра сигнала, по нему передаваемого.

Параметры канала:

Fk пропускная способность канала связи, или, иначе, полоса частот, которую канал может пропустить, не внося заметного нормированного затухания сигнала;

Dk динамический диапазон, равный отношению максимально допустимого уровня сигнала в канале к уровню помех, нормированного для этого типа каналов;

Tk время, в течение которого канал используется для передачи данных.

Параметры сигнала:

Fc ширина спектра частот сигнала, под которой понимается интервал по шкале частотного спектра, занимаемый сигналом;

Dc динамический диапазон, представляющий собой отношение средней мощности сигнала к мощности помехи в канале;

Tc длительность сигнала, то есть время его существования.

Произведение трех названных параметров определяют, соответственно:

Объем канала связи:

Vk= FkHkTk

Объем сигнала

Vc=FcHcTc

От пропускной способности канала связи зависит максимально возможная скорость передачи данных по этому каналу. Эта скорость определяется формулой Шеннона

 

где C– пропускная способность канала связи в бит/сек;

F– ширина полосы канала частот в герцах;

Рс– средняя мощность сигнала;

Рш– средняя мощность шума (помех) канала.

Скорость передачи информации измеряется в битах в секунду и в бодах.

Бод – это такая скорость, когда передается один символ в секунду.

Бит в секунду соответствует единичному изменению сигнала в канале.

Пропускная способность непосредственно характеризует качество выполнения основной функции сети –транспортировки сообщений и поэтому чаще используется при анализе производительности сети.

 

3          Канал тональной частоты

 

Канал, предназначенный для передачи речевой информации, носит название канала тональной частоты (КТЧ). Объединение двух односторонних каналов тональной частоты в один двухсторонний канал производят с помощью дифференциальных систем. Входы (выходы) двухстороннего телефонного канала называют двухпроводным окончанием канала. Структурная схема канала тональной частоты на базе ЦСП представлена на рисунке 1.2.

Подпись: Двухпроводное окончаниеПодпись: четырехпроводное окончаниеПодпись: четырехпроводное окончаниеПодпись: Двухпроводное окончание

 

Рисунок 1.2 – Канал тональной частоты

 

В качестве основного стандартного канала в системах передачи принят канал с эффективно передаваемой полосой частот от 300 до 3400 Гц, соответствующей спектру телефонного сигнала. Канал такого типа, как уже отмечалось, называется каналом тональной частоты. Характеристики КТЧ нормируются так, чтобы обеспечить непосредственную передачу телефонного сигнала с требуемым качеством.

В соответствии с этим устанавливаются следующие нормы на основные параметры и характеристики канала ТЧ:

1.   Вход и выход должны быть симметричными, номинальное значение входного и выходного сопротивления – 600 Ом, коэффициент отражения не должен превышать 10%.

2.   Номинальные величины измерительного уровня и остаточного затухания на частоте испытательного сигнала f0=800 Гц

-          при четырехпроводном окончании канала:

pВХ = -13 дБм, pВЫХ = 4 дБм, аОСТ.НОМ = - 17 дБ;

-          при двухпроводном окончании канала:

pВХ = 0 дБм, pВЫХ = - 7 дБм, аОСТ.НОМ = 7 дБ.

3.        Полоса частот 0,3…3,4 кГц.

4.        Максимальное отклонение во времени на одном транзитном участке не должно превышать 2,2 дБ с вероятностью 0,95.

5.        Эффективно передаваемая полоса частот канала ТЧ – полоса, на крайних частотах которой (0,3 и 3,4 кГц) остаточное затухание на 8,7 дБ превышает остаточное затухание на частоте 800 Гц. Частотная характеристика отклонения канала ТЧ от номинала 7 дБ должна оставаться в пределах шаблона

Рис. 1.9. Шаблон отклонения остаточного затухания аналогового канала ТЧ

 

Фазочастотные искажения не являются столь существенным при передаче речи. Но так как каналы ТЧ используются также для передачи данных и факсимильной связи, большие фазочастотные искажения недопустимы. Поэтому нормируется отклонение группового времени передачи (ГВП) от его значения на частоте 1900 Гц на одном транзитном участке длиной 2500 км

 

 

6.  Коэффициент нелинейных искажений КТЧ КГi на одном переприемном участке не должен превышать 1,5% (1% по третьей гармонике КГ3).

7.  Для КТЧ ЦСП частотная характеристика остаточного затухания должна укладываться в пределы, указанные шаблоном.

Шаблон отклонений остаточного затухания цифрового канала ТЧ

 

Шаблон на допустимую неравномерность ГВП цифрового канала ТЧ

 

Амплитудная характеристика аОСТВХ) нормируется следующим шаблоном

 

 

Рисунок 1.5 – Амплитудная характеристика КТЧ

 

8.  Для цифровых каналов ТЧ вводится дополнительная характеристика, которая оценивает шумы квантования. Эта характеристика задается в виде зависимости отношения сигнал/шум (ОСШ) от уровня сигнала

 

 

Зависимость отношения сигнал/шум квантования от уровня сигнала

 

 

Коэффициент нелинейных искажений канала ТЧ на одном транзитном участке не должен превышать 1,5% (1% по третей гармонике) при передаче на частоте 800 Гц.

Стандартные каналы ТЧ, организованные с помощью цифровых систем передачи, являются более высококачественными. Поэтому характеристики цифровых каналов ТЧ имеют отличия от аналоговых.

Тема 3

   Тема 3  Импульсно-кодовая модуляция     

 

1    Постановка задачи. 1

2    Дискретизация сигнала по времени (амплитудно-импульсная модуляция – АИМ) 2

3    Квантование сигналов по уровню.. 6

4    Оценка шумов квантования. 9

5    Оценка шумов ограничения. 13

6    Оценка шумов квантования при неравномерном квантовании. 15

7    Кодирование квантованных сигналов. 25

 

1            Постановка задачи

 

Цифровая система передачи (ЦСП) – комплекс технических средств, предназначенный для образования типовых цифровых каналов и трактов и линейного тракта, обеспечивающих передачу цифровых сигналов электросвязи.

Цифровой сигнал (электросвязи) – сигнал, параметры которого характеризуются конечным множеством возможных дискретных значений и описываются функцией дискретного времени.

ЦСП строятся по принципу временного разделения каналов (ВРК), обеспечивают организацию цифровых каналов для передачи всех телекоммуникационных сигналов.

Аналого-цифровое преобразование (АЦП) сигналов является одной из важнейших составляющих цифровых телекоммуникацион­ных систем. Аналого-цифровое преобразование обычно состоит из нескольких последовательных операций, как показано на рис. Эти операции таковы.

Дискретизация - представление непрерывного во времени сиг­нала рядом периодических дискретных значений. Возможность та­кого представления основана на известной теореме В.А. Котельни­кова. Дис­кретизация нужна для временного разделения каналов.

Квантование - округление мгновенных значений сигнала до ближайших разрешенных значений. Это важнейшая операция АЦП, которая, собственно и превращает аналоговый сигнал в цифровой (аналоговый сигнал представляет собой бесконечное множество мгновен­ных значений, цифровой сигнал может принимать конечное множество (раз­решенных) значений).

Квантование неизбежно сопровождается ошибкой квантования, не более шага квантования, т.е. расстояния между ближайшими разрешенными значениями. Уменьшая это расстояние, приходим к увеличению числа разрешенных значений и, как следствие, к необ­ходимости повышать объем передаваемой информации при прочих равных условиях, например, за счет повышения скорости передачи. В оборудовании телекоммуникационных систем важнейшая опера­ция квантование практически всегда совмещается с последующей - кодированием.

Кодирование - в теории электрической связи существует два понятия кодирования: в широком и узком смысле. В цифровых те­лекоммуникационных системах кодирование понимается в узком смысле, как переход от кода с высоким основанием к коду с низким основанием. Т.е. мгновенные значения, которые могут принимать достаточно много разрешенных значений (например, 256), заменя­ются комбинациями импульсов (кодовыми группами, состоящими, например, из 8 импульсов), которые имеют мало разрешенных зна­чений (минимум два). Это повышает помехоустойчивость сигнала и упрощает его обработку логическими устройствами.

Кроме указанных трех операций в цифровых телекоммуникаци­онных системах осуществляется также мультиплексирование - объединение нескольких потоков (компонентных) в групповой по­ток (агрегатный).

Очевидно, что операциям АЦП на передаче должны соответст­вовать обратные операции на приеме. В результате демультиплексирования выделяется компонентный сигнал, в результате декодирования вос­станавливаются мгновенные значения сигнала, которые после про­хождения фильтра нижних частот с частотой среза Fв, превраща­ются в непрерывный исходный сигнал. Заметим, что восстановлен­ный сигнал всегда отличается от исходного из-за операции квантования (сигнал восстанавливается не точно по исходным мгновенным значениям, а по округленным до разрешенных). Одна­ко, уменьшая шаги квантования, теоретически можно достигнуть сколь угодно малого отличия принятого сигнала от переданного.

 

2      Дискретизация сигнала по времени (амплитудно-импульсная модуляция – АИМ)

 

В общем случае дискретизация – замена непрерывного во времени сигнала последовательностью его отсчетов. Теорема Котельникова – непрерывный сигнал u(t), со спектром, ограниченным частотой FB, полностью определяется отсчетами его мгновенных значений u(kTд), отстоящими друг от друга на интервалы . Доказательство основано на разложении функции u(t) с ограниченным спектром в ряд

 

 

 

Для восстановления исходного сигнала необходимо каждый отсчет умножить на функцию , и все произведения сложить. Физически идеальный ФНЧ имеет импульсную характеристику .

При дискретизации и восстановлении сигнала на приемной стороне возникает погрешность, связанная с ограничением спектра, т.к. реальные сигналы конечны во времени, следовательно, имеют бесконечный спектр. Часть спектра при его ограничении отбрасывается и не участвует в восстановлении сигнала.

Дискретизация сигнала во времени реализуется посредством амплитудно-импульсной модуляции - модуляции по амплитуде импульсного пе­реносчика (АИМ). В качестве переносчика используется последова­тельность прямоугольных импульсов с частотой следования f0= fд. То, что в качестве перенос­чика применяются последовательности прямоугольных импульсов, определено простотой генерации и обработки таких последова­тельностей и не имеет принципиального характера.

Реальные импульсы имеют конечную длительность t. Удобно для характеристики таких последовательностей использовать ко­эффициент скважности (скважность) Q = Т0/t, где Т0 - период следования импульсов Т0 = 1/ f0. Cпектральный состав такой последовательности имеет вид:

 

 

Как следует из формулы, спектр переносчика состоит из посто­янной составляющей и гармоник частоты f0, причем гармоники с номерами, кратными Q, отсутствуют.

На рисунке показаны частотные составляющие импульсных последовательностей со скважностями 10, 4 и 2. На практике при­меняются последовательности со скважностями несколько десят­ков, что соответствует почти плоской форме огибающей спектра.

Простейший амплитудно-импульсный модулятор представляет собой ключ, срабатывающий при прохождении импульса переносчика и пропускающий при этом сигнал на свой выход. Такая амплитудно-импульсная модуляция называется АИМ-1 (АИМ первого рода). При АИМ-1 возникают проблемы дальнейшей обработки сиг­нала из-за неопределенности величины амплитуды импульса. По­этому применяется АИМ-2 (АИМ второго рода), при которой отсчет берется в какой-либо одной точке прохождения импульса, а затем это значение удерживается в течение некоторого времени.

 

image2

 

Для определения спектра АИМ сигнала воспользуемся методом суперпозиции, считая, что процесс модуляции линейный. В этом случае для определения спектра достаточно перемножить одну из спектральных составляющих модулирующего сигнала со спектром переносчика и распространить результат на всю сумму спектраль­ных составляющих сигнала.

Пусть модулирующий сигнал имеет вид

 

 

При однополярной модуляции гармоническим сигналом сигнал АИМ-1 имеет вид, где -  – индекс амплитудной модуляции

 

 

Спектр такого сигнала содержит:

-       постоянную составляющую;

-       модулирующий сигнал;

-       частоту дискретизации и ее гармоники;

-       нижние и верхние боковые полосы около каждой частоты дискретизации.

При модуляции двухполярным сигналом с нулевой постоянной составляющей

Спектр такого сигнала содержит:

-       модулирующий сигнал;

-       нижние и верхние боковые полосы около каждой частоты дискретизации.

При однополярной модуляции гармоническим сигналом сигнал АИМ-2 имеет вид:

 

 

 

При дискретизации речевого сигнала

Fв=3,4 кГц,

2Fв=6,8 кГц,

Fд=8 кГц,

Df=1,2 кГц – полоса расфильтровки (вследствие неидеальности фильтра).

3            Квантование сигналов по уровню

 

При квантовании по уровню непрерывный диапазон амплитуд отсчетов АИМ сигнала заменяется счетным множеством разрешенных уровней квантования Ui. При этом непрерывный динамический диапазон отсчётов АИМ сигнала разбивается на ряд отдельных участков, называемых шагами квантования δi. Если амплитуда отсчета сигнала Uвх удовлетворяет условию:

 

,          (1)

 

то сигналу присваивается амплитуда, соответствующая i-му уровню квантования.

Таким образом, квантование представляет процесс сравнения отсчета АИМ сигнала со шкалой, имеющей конечное число уровней квантования, и отнесения его к ближайшему разрешенному уровню. Иными словами, процесс квантования представляет округлению амплитуды отсчета до ближайшего разрешенного уровня.

Последовательность отсчетов и соответствующие им квантован­ные отсчеты показаны на рис. 1. Устройство, осуществляющее квантование, называется квантующим. Передаточная характери­стика квантующего устройства является ступенчатой (см. рис. 1, а), поскольку каждый дискретный выходной уровень соответствует некоторому интервалу значений входного сигнала.

Разность между сигналом АИМ.-2 (см.рис. 1,б) и его квантован­ным приближением - квантованным АИМ-1 сигналом (см. рис. 1, а) называется ошибкой, или шумом квантования ε(t), величина которого не превышает половины шага квантования δi, т.е.

 

             (2)

 

Из рис. 1, а очевидно, что чем больше разрешенных уровней квантования М, т.е. чем меньше шаг квантования, тем меньше величина ошибки (шума квантования).

Амплитудная характеристика квантующего устройства Uвых = φ (Uвх), как следует из рис. 1, а, представляет собой ступенчатую кривую, имеющую два характерных участка: зону квантования, при -U0 Uвх +U0, и зону ограничения при Uвх > U0 . Соответствен­но, различают шумы квантования и шумы ограничения. Если во всем диапазоне значений входного сигнала от -U0 до +U0 величина шага квантования δi остается величиной постоянной то такое квантование называется, равномерным; если же величина шага квантования изменяется с изменением значения Uвх сигнала, то такое квантование называется неравномерным.

 

http://pc.fk0.name/pub/books/sound/signalling/course_2/Images/image164.gif

 

 

Рисунок - Процесс квантования. Шумы квантования

 

 Дискретными методами можно ограничить и эти множества. Напри­мер, при амплитудно-импульсной модуляции амплитуды отсчетов принимают любые значения в пределах от Uмин до Uмакс. Используя дискретизацию амплитудных значений отсчетов, можно заменить неограниченное множество амплитуд отсчетов конечным (счетным) множеством, образующих дискретный ряд амплитуд δ, 2δ..., Мδ в диапазоне от Uмин до Uмакс Этот ряд квантованных отсчетов назы­вается разрешенными состояниями. Замена непрерывного множе­ства амплитуд отсчетов дискретным называется квантованием по уровню, а соответствующий сигнал I квантованным по уровню. Величина δ называется шагом квантования, число которых

М=(Uмин Uмакс)/δ

При широтно-импульсной модуляции длительность импульсов принимает неограниченное множество состояний в пределах от τмин до τмакс. Применяя процесс квантования для ШИМ сигналов, можно вышеназванное множество заменить дискретным рядом длительностей отсчетов ∆τ, 2∆τ,..., М∆τ. Величина ∆τ называется шагом кван­тования по длительности, а число шагов квантования (разрешенных состояний) при этом М =(τмакс-τмин)/∆τ. Аналогич­ную процедуру можно выполнить и для сигналов фазоимпульсной модуляции.

Существенное достоинство дискретных методов передачи со­стоит в том, что они позволяют значительно уменьшить накопление помех вдоль линии путем восстановления (регенерации) сигнала. Возможность регенерации основана на том, что в дискретных сис­темах передачи все разрешенные состояния квантованного сигна­ла в точности известны в пункте приема. Это позволяет сравнить принятый сигнал, подвергшийся воздействию помех и искажений, со всеми разрешенными в данной системе состояниями сигнала, выбрать из них наиболее близкий к принятому и направить его получателю. Наиболее просто процесс регенерации выполняется для двоичных сигналов, т.е. для сигналов с двумя разрешенными состояниями.

При связи на большие расстояния регенерацию можно повторить неоднократно, разделяя линию связи на отрезки и устанавливая в конце каждого из них восстанавливающее сигнал устройство, назы­ваемое регенеративной трансляцией.

 

4            Оценка шумов квантования

 

Оценка шумов при равномерном квантовании. Пусть плот­ность вероятности распределения мгновенных значений входного сигнала описывается функцией w(uвх) и его квантование осуществ­ляется в пределах от минус U0 до +U0. Этот диапазон разбит на М шагов квантования, каждый из которых лежит в пределах от u-δi /2 до u+δi /2.

Вероятность появления сигнала с уровнем, лежащим в пределах i-го шага квантования, равна

 . (3)

 

При известном динамическом диапазоне квантуемого сигнала шаг квантования δ определяет число уровней квантования М и, следовательно, число элементов (или разрядность) кода m, необ­ходимого для последующего кодирования квантованных отсчетов сигнала с целью сформирования двоичного цифрового сигнала.

Сигналы, поступающие на вход квантующего устройства от различных источников, могут значительно различаться по мощности, динамическому диапазону. Например, из-за различия микрофонов, вида и длины абонентских линий, особенностей говорящих параметры телефонных сигналов значительно разнятся между собой. Поскольку параметры квантующего устройства и в последующем устройства кодирования остаются неизменными, то шаг квантования следует выбирать, исходя из того, чтобы шумы квантования не превышали допустимого значения для минимальных по мощности сигналов. В то же время во избежание значительных шумов ограничения порог ограничения U0 (рис. 1, а) должен выбираться исходя из параметров максимального по уровню входного сигнала. Таким образом, уровень ограничения U0 выбран в k раз больше, чем среднеквадратическое значение напряжения (Ucмакс) максимального по уровню входного сигнала, т

 

U0=Uсмакс/kп

 

где kп – пик-фактор сигнала.

Если шкала квантования строится таким образом, чтобы шумы ограничения не возникали, то величина U0 должна совпадать с пиковым значением сигнала. В этом случае коэффициент k показы­вает, во сколько раз пиковое значение сигнала больше его среднеквадратического значения, и численно совпадает с пик-фактором сигнала. В общем случае коэффициент k устанавливает связь между значениями параметров сигнала и шкалы квантования. С его использованием между U0, δ и числом уровней квантования М может быть установлена следующая связь:

при квантовании двуполярных сигналов:

 

;

 

при квантовании однополярных сигналов:

 

.

 

Тогда для оценки шума квантования в случае двухполярного сигнала имеем:

    ,       

 

 

в случае однополярного сигнала получим:

 

   

 

 

Мощность полезного сигнала равна его дисперсии, т.е.

 

Wc=σ2c , 

 

поэтому и квадрат среднеквадратического значения σ2cмакс пред­ставляет мощность наибольшего входного сигнала, т.е. Wcмакс =σ2cмакс

Тогда отношение сигнал/шум квантования (ОСШК):

для двуполярных сигналов:

     

 

или защищенность (в дБ):

     

 

для однополярных сигналов:

          

 

Или

  

 

При m-разрядном кодировании выполняется условие М=2m. Подставив это значение, получим значения защищенности от шумов квантования для двуполярного сигнала:

 

и для однополярного сигнала:

 

При квантовании сигнала от одного источника, когда σс =σсмакс, защищенность от шумов квантования определится по формулам:

 

для двухполярных сигналов

Акв=6 m -20lg k + 4,8 

 

и для однополярных сигналов

 

Акв=6 m -20lg k + 10,8 

 

Последние формулы показывают, что при равномерном кванто­вании защищенность Aкв увеличивается на 6 дБ с возрастанием разрядов в кодовой группе на каждую единицу и при σс<U0 она растет прямо пропорционально уровню сигнала. Так, при переходе от восьмиразрядного к девятиразрядному коду защищенность от шумов квантования Акв увеличивается на 6 дБ, но при этом требуемая скорость передачи возрастает на 12,5 %, что не всегда является приемлемым.

Воспользуемся полученными формулами для оценки защищен­ности от шумов квантования для различных сигналов.

 

Гармонический сигнал.

Величину порога ограничения U0 при­мем равной амплитуде сигнала Uмакс. Тогда коэффициент , а защищенность от шумов квантования согласно (23), будет равна

 

                          

 

Речевой сигнал.

Плотность вероятности распределения мгно­венных значений речевого сигнала для большинства практических задач принято представлять экспоненциальным законом и в случае кодирования одиночного сигнала принимают значение коэффици­ента k = 5, при котором вероятность появления шумов ограничения не превышает 10-4. Подставив значение k в (23), получим

 

Акв2 = 6 m - 20lg5 + 4,8 = 6m – 9,2 

 

Речевой сигнал, поступающий от разных источников. В этом случае расчет защищенности следует производить по фор­муле (21). С учетом (26) имеем

 

Акв2 = 6m - 9,2 + 20 lg (σс,/σсмакс). 

 

Распределение средних мощностей телефонных сигналов от различных источников соответствует нормальному закону со среднеквадратическим отклонением 3,5...5,5 дБ. При этом с вероятностью р=0,997 значения случайной величины не выходят за пределы ±3σ что при σ = 5,5 дБ составляет ±16,5 дБ. С учетом сказанного защищенность от шумов квантования для самых слабых сигналов будет равна

 

Акв3 = 6m - 42,2. 

 

Телевизионный сигнал.

Поскольку телевизионный сигнал яв­ляется однополярным и при  (для этой величины вероят­ность появления шумов ограничения весьма мала) защищенность от шумов квантования находится по формуле (24)

 

                  

 

5            Оценка шумов ограничения

 

Выражения (21) и (22) показывают, что защищенность от шумов квантования непостоянна для сигналов различного уровня. Она минимальна для слабых сигналов и растет с увеличением отноше­ния σс/σсмакс. При σс = σсмакс защищенность от шумов квантования максимальна. При σс > σсмакс возрастает вероятность появления шумов ограничения и защищенность от суммарного влияния шумов квантования и ограничения уменьшается. Рассчитаем мощность шума ограничения, предполагая, что квантованию подвергается речевой сигнал.

Мгновенное значение шума ограничения ξогр = U - U0 его мощ­ность связаны соотношением

            

 

где     - плотность вероятности распределения мгновенных значений речевого сигнала. Подставив формулу для w(u) в (31) и выполнив некоторые преобразования, получим

 

           

 

Защищенность от шумов ограничения будет равна

       

 

Отношение Wc/Wогр растет с увеличением k, что естественно, поскольку при этом растет порог ограничения U0 и, следовательно, уменьшается вероятность его превышения. Поскольку шумы кван­тования и ограничения независимы, то общий шум, возникающий при квантовании, равен сумме этих шумов, т.е.

       

 

Результирующее значение отношения сигнал/шум определится, следовательно, по формуле

      

 

На рис. 2 приведена зависимость этого отношения от значения относительного уровня входного сигнала, под которым понимается логарифмическая мера передачи вида рс = 20 lg (σс/σсмакс).

 

 

Рисунок - Защищенность от шумов квантования и ограничения в зависимости от относительного уровня входного сигнала

 

При построении зависимости имелось в виду, что при σс < σсмакс преобладают шумы квантования, а при σс > σсмакс преобладают шумы ограничения. Полученные графики имеют явно выраженные максимумы отношения сигнал/шум, положение которых несколько смещено от точки, где σс = σсмакс.

Из рассмотрения графиков (см. рис. 2) следует, что при равно­мерном квантовании существует оптимальный уровень входного сигнала, при квантовании которого отношение сигнал-шум оказыва­ется наибольшим. Отклонение уровня входного сигнала, как в сто­рону уменьшения, так и в сторону увеличения, приводит к снижению защищенности.

По полученным характеристикам можно определить диапазон (условно динамический) уровней входных сигналов D при известном коэффициенте k, в пределах которого защищенность окажется не ниже требуемых значений - Атр. Значение D легко может быть определено графически, как показано на рис. 2.

С другой стороны, задавшись минимально допустимым значени­ем защищенности и диапазоном изменений уровней входных сигна­лов, можно определить необходимую разрядность (или длину) кодовой комбинации при кодировании отсчета АИМ на выходе квантующего устройства при равномерном квантовании.

Рассмот­рим этот вопрос для случая кодирования телефонных сигналов, поступающих от различных источников. Пусть требуется обеспечить защищенность от шумов квантования не менее Акв = 25 дБ для всех абонентов. Из (28) следует, что для самых слабых сигналов задан­ная защищенность будет обеспечена при m = (42,2 + 25)/6 »12 (округляется в сторону большего целого), что соответствует числу уровней квантования М=212=4096. При этом защищенность для сигналов с максимальной амплитудой (сильных сигналов) будет более чем на 30 дБ превышать требуемую защищенность. Большое число разрядов кода при равномерном квантовании приводит к усложнению аппаратуры и увеличению требуемой пропускной способности трактов, что экономически невыгодно. Устранить ука­занный существенный недостаток можно, осуществляя неравно­мерное квантование.

 

6      Оценка шумов квантования при неравномерном квантова­нии.

 

При неравномерном квантовании шаг квантования не остается постоянным, а является переменным и изменяется по определенно­му закону. Если потребовать постоянства защищенности от шумов квантования в заданном динамическом диапазоне для всех уровней входных сигналов, то можно легко определить, воспользовавшись формулами (8) и (10), зависимость шага квантования от мгновенного значения напряжения Uвx (или тока) квантуемого сигнала.

 

 

 

Из формулы следует, что для слабых сигналов шаг квантования должен быть минимальным и возрастает с увеличением напряжения (тока) сигнала, т.е. должна быть нелинейная шкала квантования. Амплитудная характеристика соответствующего квантующего устройства при неравномерном квантовании показана на рисунке

 

 

Рисунок - Неравномерная шкала квантования

 

 

Получение переменного шага квантования может быть реализо­вано следующими способами:

1) сжатием динамического диапазона сигнала с помощью ком­прессора (К) перед кодированием его в кодирующем устройстве с линейной шкалой квантования и последующим его расширением экспандером (Э) после декодирования (рис. 4); совокупность опера­ций, проводимых компрессором и экспандером, называется компандированием сигнала; характеристика компандирования - Э), т.е. каскадного соединения компрессора и экспандера, должна быть линейной;

2) нелинейным кодированием и декодированием;

3) цифровым компандированием.

Указанные способы практически равноценны, но для теоретиче­ских исследований, последующих выводов и дальнейшей реализа­ции различных методов неравномерного квантования, рассмотрим неравномерное квантование с помощью аналогового компандирования сигнала.

Для зависимости, изображенной на рисунке, где по осям отложены нормированные значения входных х = Uвх/Uвхмакс и выходных у = Uвых/Uвыхмакс добиваются того, чтобы при изменении х приращение y было бы постоянным, а приращение х - обратно пропорционально наклону характеристики, т.е.

 

         

 

 

Рисунок - Реализация неравномерной шкалы квантования с помощью компандерных устройств

 

Соответственно шаг квантования по оси х будет равен

 

                    

 

Если число уровней квантования М в нормированном диапазоне (от 1 до минус 1), то

 

.     

 

Среднюю мощность шума, обусловленного неравномерным квантованием, можно определить по выражениям (5)...(8), если подставить его значение в каждом шаге квантования. Подставив выражение (39) в формулу (7), получим

 

                   

 

 

Для расчета мощности шумов квантования при большом числе уровней квантования М операцию суммирования можно заменить интегрированием, тогда

                

 

здесь w (х) - плотность распределения вероятности нормированно­го сигнала на входе квантующего устройства.

Мощность сигнала можно выразить через его плотность распре­деления вероятности w(х) нормированного сигнала на выходе квантующего устройства

 

Тогда отношение сигнал-шум квантования (ОСШК)  будет иметь вид

 . 

 

Для обеспечения постоянства ОСШК необходимо, чтобы

 

х/х = const = С1  

 

Подставив в формулу (43) выражение (37), получим

 

 

Так как у постоянно, то получим dy = С2(dx/x). Проинтегрировав правую и левую части последнего выражения, получим

 

у = С2 lnx + ln(μ),

 

где ln(μ) - постоянная интегрирования. Отсюда

 

у = С2ln(μх). 

 

Для нахождения постоянных этого выражения необходимо учи­тывать граничные условия закона изменений у=φ(х):

1) при х=0, у=0

2) при х=1, у= 1.

Первое условие приводит к нереализуемому результату. Зави­симость полученной функции не переходит через начало координат. Чтобы обеспечить реализацию, следует несколько изме­нить выражение или изменить начальные условия. При изменении выражения под знак логарифма вводим по­стоянную С3

 

У = С2ln(μх + С3), (45)

 

тогда, подставляя нулевые граничные условия, получим значение постоянной С3 = 1. Подставив второе граничное условие, найдем значение для С2

 

С2 = 1/ln (μ + 1).

 

 

 

Рисунок - Характеристики μ-закона компандирования для положительных значений напряжения и различных значений m (7, 63, 127, 255)

 

Учитывая, что С3 =1, получим,

 

       

 

Компандирование, осуществляемое по закону, описываемому формулой, называется логарифмическим с характеристикой типа μ (или μ-закон компандирования). Параметр μ называется коэффициентом сжатия и определяется из соотношения

 

                 

 

Здесь δмакс и δмин - максимальное и минимальное значение шага квантования соответственно. Чем больше коэффициент сжатия μ, тем больше разница между δмакс и δмин. Вид характеристики μ-закона компандирования для различных значений коэффициента сжатия μ показан на рис. 5. Выбор коэффициента сжатия зависит от характе­ристик входных сигналов. В существующих цифровых системах передачи принимают μ= 255.

Для больших значений коэффициента сжатия 1 защищенность от шумов квантования двуполярных сигналов может быть опреде­лена по формуле:

 

Акв = 6 m + 4,77- 20 lg [ln (1 + μ)]

 

Из последнего выражения следует, что выбор коэффициента сжатия оказывает большое влияние на защищенность от шумов квантования.

Если μ=255, то для m = 7 имеем Акв= 32 дБ, а при m=8 соот­ветственно Акв =38 дБ.

При изменении начальных условий реализацию обеспечивают таким образом. Будем считать, что равенство действительно только на участках от у = 1 до точки х1 (см рисунок), в которой касательная к функции у(х) проходит через начало координат (штриховая линия), то на основании  второ­го граничного условия получим:

 

С2=1/ln μ

 

а, следовательно,

;

Если теперь принять

μ = еА

где е – основание натуральных ло­гарифмов, то

 

 

Так как эта функция действует только до определенной точки ха­рактеристики х1, после которой логарифмическая характеристика переходит в касательную прямую, проходящую через начало коор­динат, то

 

   

 

В этой точке равны производные обеих функций, т.е.

 

     

 

Приравняем выражения (49) и (50):

 

1 + lnAx1=1,

 

что возможно, если x1=1/A.

Отсюда В =А /(1 + lnА). Тогда

 

           

 

 

Рис. 6. Логарифмический А-закон компандирования

 

Закон командирования, описываемый выражениями, назы­вается А-законом. Параметр А, называемый параметром сжатия (компрессии), обычно выбирается равным 87,6. Этот закон компандирования нашел широкое применение в европейских странах, в том числе и в странах СНГ. Входные сигналы, напряжение которых меньше Uмaкс /A, подвергаются линейному кодированию, а сигналы, напряжение которых больше Uмакc , подвергаются неравномерному квантованию по логарифмическому закону.

Нелинейное квантование позволяет значительно улучшить за­щищенность Акв в области малых сигналов за счет ее некоторого снижения для сигналов с большим уровнем. Выигрыш от компандирования А прямо пропорционален крутизне характеристики ком­прессии (сжатия) и для слабых сигналов может быть определен отношением шага квантования равномерного квантования к шагу квантования неравномерного квантования при Uвх0. Мощность шумов квантования при равномерном квантовании рассчитывается по формуле. При неравномерном квантовании для слабых сиг­налов она будет определяться наименьшим шагом квантования WKB = δмин/12.

Тогда выигрыш в защищенности за счет неравномерного кванто­вания

 

 

здесь Wс - мощность полезного сигнала.

Шаг квантования зависит от крутизны характеристики компрес­сора, а отношение δ / δмин равно dy/dx. При компандировании по А-закону для сигналов меньших или равных значениям 1/А производная dy/dx = A/(1 + ln A) и для А = 87,6 выигрыш в защищенности от шумов квантования будет равен А = 24 дБ.

 Для сравнения на рисунке приведены зависимости Акв защищенно­сти от входного уровня сигнала рвх при равномерном (линейном), линия 1, и неравномерном (нелинейном) квантовании, линия 2.

 

Рис 7. К определению выигрыша в защищенности при неравномерном квантовании.

 

Таким образом, неравномерное квантование для А-закона ком­андирования позволяет, увеличив защищенность на 24 дБ, умень­шить на 24/6 = 4 число разрядов кода, обеспечив требуемую защищенность от шумов квантования для наиболее слабых рече­вых сигналов при восьмиразрядном кодировании вместо двенадцатиразрядного при равномерном (линейном) квантовании.

В современных цифровых системах передачи используют циф­ровые компандерные устройства (компрессоры и экспандеры), которые объединены и взаимодейству­ют вместе с кодирующими и декодирующими устройствами. При этом в качестве функции у (х) применяют характеристику гипотетического компрессора, которая представляет собой аппроксимацию одного из законов компандирования (μ или А) ломаной линией.

 

Энергетический спектр шума квантования.

Шум квантова­ния, образующийся в результате дискретизации и квантования, представляет собой последовательность некоррелированных им­пульсов со случайной амплитудой. Энергетический спектр такой последовательности описывается выражением

           

 

где    τu длительность импульса;

Тд период дискретизации;

δкв – дисперсия шума квантования.

Форма энергетического спектра шума квантования показана на рис. 8.

Из (53) следует, что по мере уменьшения длительности импуль­сов отсчетов τu энергетический спектр шума квантования становит­ся все более равномерным и при τu 0 шум квантования превращается в «белый шум», имеющий постоянный энергетический cпeктp в широкой полосе частот, значительно превышающей ширину спектра сигнала.

Рисунок - Энергетический спектр шумов квантования

 

Как отмечалось ранее, демодуляция АИМ сигнала осуществляется фильтром нижних частот (ФНЧ), частота среза которого равна верхней частоте спектра сигнала Fмакс. Поскольку квантованный АИМ сигнал на входе демодулятора можно рассмат­ривать как сумму исходного АИМ сигнала и шума квантования, для оценки отношения сигнал-шум квантования (ОСШК) на выходе демодулятора рассмотрим прохождение через ФНЧ неискаженного сигнала и шума.

Мощность низкочастотной составляющей спектра АИМ сигнала в Тд / τu раз меньше мощности исходного сигнала, а мак­симальная частота этого спектра не может превышать половины частоты дискретизации. Мощность шума квантования на выходе демодулятора АИМ сигнала в полосе частот от нуля до половины частоты дискретизации д /2 будет равна

 

На верхней частоте  аргумент

При  имеем

Тогда выражение для мощности шумов квантования принимает вид

       (54)

 

Отсюда ОСШК на выходе ФНЧ демодулятора равно

 

Следовательно, при использовании в демодуляторе АИМ квантованного сигнала ФНЧ с полосой пропускания, равной половине частоты дискретизации, ОСШК на выходе фильтра равно отноше­нию полных мощностей сигнала и шума квантования. Поэтому при расчетах можно считать, что спектр шума квантования сосредото­чен в области частот 0...д/2 и имеет в пределах этого диапазона равномерную спектральную плотность

    (55)

 

Если сигнал занимает полосу частот меньшую, чем д, то целе­сообразно граничную частоту ФНЧ демодулятора принять равной верхней частоте сигнала макс, поскольку такой фильтр подавит часть шума квантования, лежащую в частотном диапазоне от макс до д/2, а сигнал пропустит полностью.

При неравномерном квантовании можно также считать, что спектр шума квантования является равномерным в полосе частот от 0 до д/2.

Знание спектра шумов квантования особенно важно, когда под­лежащий кодированию сигнал является групповым сигналом много­канальной системы передачи с частотным разделением каналов. В этом случае шум на выходе канала обуславливается не только квантованием сигнала именно этого канала, но и квантованием группового сигнала; этот процесс создает широкополосный шум, часть которого попадает в канальный фильтр системы передачи с частотным разделением каналов. Если все каналы предназначают­ся для использования в одинаковом режиме (скажем, для передачи только телефонных сообщений), то их средние сигналы следует считать также одинаковыми и, следовательно, спектр шума являет­ся равномерным.

7            Кодирование квантованных сигналов

 

Квантованный сигнал, в принципе, можно считать кодовым с ос­нованием кода, равным числу М разрешенных уровней (уровней квантования), и с числом символов в кодовой группе, равным еди­нице. Таким образом, квантованный сигнал является многоуровневым.

Многоуровневые сигналы весьма неудобны для передачи, так как приемник должен различать все разрешенные уровни. Кроме того, такие сигналы трудно восстановить (регенерировать), если они подверглись действию помех. Иными словами, многоуровневым сигналам в большей степени свойственны недостатки аналоговых сигналов. Поэтому в цифровых системах передачи обычно исполь­зуются коды со сравнительно низким основанием, чаще всего дво­ичные. Процесс преобразования многоуровневого сигнала в код с низким основанием называется кодированием. Результатом коди­рования является комбинация символов (посылок, цифр), пред­ставляющая в соответствующей системе счисления номер разрешенного уровня квантованного сигнала. В цифровых системах передачи широкое применение нашла двоичная система счисления. Запись любого квантованного уровня с М разрешенными уровнями в двоичной системе счисления может быть представлена в виде

    

     

 

здесь          D - шаг квантования, В,

m - число разрядов кода;

аi - разрядная цифра i-го разряда, принимаю­щая значения 0 или 1,

Мi – номер разрешенного уровня квантования

Ui – напряжение квантованного отсчета АИМ-сигнала, соответствующее номеру разрешенного уровня квантования.

С помощью m-разрядного двоичного кода можно закодировать число уровней квантования, равное

 

М = 2m.  

 

Поскольку выбор числа уровней квантования определяется до­пустимой величиной шага квантования, обычно приходится решать обратную задачу: определение минимально необходимого числа разрядов кода, который может быть использован для кодирования при заданном М. Из (57) очевидно, что для двоичного кода имеем

 

m = ent(log2 M ), 

 

здесь ent(x) - означает, что осуществляется округление до большего целого относительно числа х.

Например, для кодирования числа 112 необходимое число раз­рядов будет равно m=ent(log2M)=ent(1og2112)=ent(6,807) = 7, а запись числа 112 в соответствии с (56) будет иметь вид

 

т.е. ему соответствует кодовая комбинация 1110000, что соответст­вует значениям разрядных цифр равных а6 = 1, а5 = 1, а4 = 1, а3=а2 = а1 = а0 = 0. Набор величин Qm-1 = 2m - 1 можно рассматривать как ряд эталонных сигналов, имеющих вес, определенный номером разряда. Для нашего примера Q6 = 64, Q5 = 32, Q4 = 16, Q3 = 8, Q2= 4, Q1 = 2, Q0=1.

Однозначная связь величины эталонного сигнала с номером разряда двоичного эквивалента разрешенного квантованного уровня позволяет ограничиться передачей в системе связи только ряда величин ai, составляющих кодовую комбинацию (или кодовую группу). Множество используемых кодовых комбинаций, связанных единым законом построения, называется кодом. Простейшим кодом является код, в основе построения комбинаций которого лежит отношение (56), называется натуральным двоичным кодом. Графически коды удобно изображать кодовыми таблицами, характеризующими форму взаимной связи уровней квантования и соответствующих им кодовых комбинаций, представляя их по порядку уровней.

Перестановка порядка следования кодовых комбинаций на об­ратный дает простой обратный код. Например, уровень М=22 в натуральном коде представляется комбинацией вида 10110, обратный код выразится комбинацией вида 01101. Заме­на всех импульсов в кодовой комбинации на пробелы (или «еди­ниц» на «нули») приводит к инверсному коду. Так, для М = 22 в натуральном коде кодовая комбинация в инверсном коде будет иметь вид 01001.

Другой тип кода, применяемый в цифровых системах передачи, - код Грея (он же рефлексный или зеркальный). Его отличительной особенностью является то, что любые две соседние кодовые группы отличаются друг от друга лишь в одном разряде. Это свойство используется при построении кодов и позволяет уменьшить ошибки кодирования. К коду Грея применимы понятия обратный или инверсный.

Еще один класс составляют симметричные коды. Для кодирова­ния отсчетов» например, речевых - телефонных сигналов, которые принимают более или менее одинаковые абсолютные значения выше и ниже своего нулевого уровня, может оказаться удобным использовать первый разряд для обозначения знака полярности, т.е. положительного или отрицательного, а остальные разряды обозначения абсолютной величины. Если не принимать во внимание первый (высший) разряд, определяющий полярность квантованного АИМ сигнала, то получающаяся кодовая таблица (кодовый растр) сказывается симметричной относительно своей середины. Ясно, что код Грея также обладает свойством симметрии.

Перечисленными кодами техника цифровых систем передачи не ограничивается. Предложено большое количество кодов, целесо­образность использования которых решается конкретными задачами кодирования и требованиями к достоверности передаваемой кодовой комбинации.

Кодовые группы после передачи по линейному тракту декодиру­ются на приеме, и по отсчетным значениям восстанавливается исходный сигнал.

В современных ЦСП процессы квантования и кодирования, как правило, совмещены и процесс формирования цифрового сигнала называется аналого-цифровым преобразованием (АЦП), а обрат­ный процесс называется цифро-аналоговым преобразованием (ЦАП). Кодеры и декодеры, предназначенные для АЦП и ЦАП, в совокупности называются кодеками.

Тема 4

Оглавление

1 Кодек с линейной характеристикой квантования. 1

2 Кодек с нелинейной характеристикой квантования. 3

 

 

1            Кодек с линейной характеристикой квантования

 

Существует довольно большое количество схем кодеров и декодеров. В ЦТС наибольшее распространение получили кодеки взвешивающего (компенсационного) типа, обладающие относительно высоким быстродействием и удовлетворительной точностью.

Вначале рассмотрим действие 8-и разрядного кодека для биполярных сигналов с линейным квантованием и цифровым сигналом в натуральном симметричном коде. Как уже отмечалось, кодек представляет собой комбинацию кодера и декодера.

Функциональная схема декодера показана на рисунке. Его основным узлом является источник эталонных токов ИЭТ, который состоит из набора резисторов с сопротивлениями 2R, R, R/2,...,R/64. Каждый резистор может быть включен в последовательную цепь: источник эталонного напряжения +UЭТ или -UЭТ, резистор и нагрузка декодера. Сопротивление нагрузки пренебрежимо мало по сравнению с сопротивлением любого резистора, так что ток указанной цепи обратно пропорционален сопротивлению данного резистора, а полярность тока определяется полярностью подключенного источника эталонного напряжения UЭТ. Следовательно, ток в нагрузке равен сумме токов, протекающих через те резисторы, которые в данный момент подключены в цепь узлом управляющей логики УЛ.

 

Рисунок - Структурная схема декодера кодека с линейным квантованием

 

Заметим, что подключенными оказываются только те резисторы, которым соответствует «единичное» состояние разряда. При этом, если ток, определяемый 8-м разрядом, считать за d0, то ток, определяемый 2-м разрядом, будет равен 2d0 и так далее и, наконец, 7-м разрядом - 64d0.

В свою очередь, УЛ управляется сигналами, поступающими от преобразователя последовательного симметричного натурального кода в параллельный ПК.

В схеме ИЭТ имеется также некоммутируемый резистор 2R, который, добавляя к току нагрузки величину d0/2, снижает абсолютное значение ошибки кодирования вдвое. Действительно, при кодировании/декодировании мгновенного значения меньше одного шага на выходе декодера получался бы нуль и, следовательно, ошибка лежала бы в пределах от 0 до -d0. При прибавлении же к полученной величине значения d0/2, ошибка оказывается в пределах ±d0/2. Таким образом, если на вход декодера поступает комбинация 11011001, то на его выходе получаем импульс с амплитудой 89,5d0, а при поступлении комбинации 00111110 – минус 62,5d0.

Рассмотрим теперь принцип действия кодера взвешивающего типа, функциональная схема которого приведена на рисунке.

Кодирование методом взвешивания заключается в сравнении кодируемого мгновенного значения со значениями, создаваемыми ИЭТ. Сравнение начинается с определения полярности мгновенного значения сигнала, затем продолжается, начиная с наибольшего эталонного значения, причем, если эталонное значение меньше мгновенного, оно сохраняется, а если больше, то отключается. Сравнение осуществляет компаратор; на его выходе появляется «1», если напряжение на входе больше, чем на входе, и «0» если наоборот. Набор ИЭТ в 8-и разрядном кодере содержит эталоны d0, 2d0…64d0.

 

Рисунок - Структурная схема кодера с линейным квантованием

 

Из вышеизложенного следует, что, во-первых, важнейшая операция аналого-цифрового преобразования сигнала - квантование технически сочетается с операцией кодирования, и, во-вторых, для нормальной работы кодера на его вход должно подаваться неизменное значение сигнала в течение цикла его обработки. Последнее достигается при подаче на вход кодера сигналов АИМ-2.

 

2       Кодек с нелинейной характеристикой квантования

 

Ранее было показано, что для обеспечения одинаковой защищенности от помех квантования во всем динамическом диапазоне сигнала следует применять нелинейное квантование. Рассмотрим, как сочетается нелинейное квантование сигнала с операциями кодирования и декодирования.

Существует несколько способов осуществить это сочетание, три из которых показаны на рисунке.

Рисунок

Во-первых (рисунок а), можно осуществить компрессирование аналогового сигнала с последующим его кодированием на передаче и декодированием на приеме 8-разрядными линейным кодером и декодером. Такой способ применялся при создании первых ЦТС, он отличается простотой реализации кодера и декодера. Однако работа аналогового компрессора сопровождается расширением спектра сигнала, что требует увеличения частоты его дискретизации, в противном случае в канале возникнут существенные нелинейные искажения. Расширения спектра не происходит при компандировании* сигнала по его огибающей, но в этом случае сопряжение амплитудных характеристик компрессора и экспандера оказывается довольно сложной задачей. Ошибки сопряжения характеристик также приводят к нелинейным искажениям в канале.

Во-вторых (рисунок б), можно использовать линейные 12-разрядные кодер и декодер, а скорость передачи понизить посредством применения цифровых компрессора и экспандера. При цифровом компрессировании из 12-разрядных кодовых комбинаций малых сигналов удаляют нулевые старшие разряды, а из кодовых комбинаций больших сигналов удаляют малозначащие младшие разряды. Совместно с сохраненными разрядами передается информация о том, какие разряды удалены (команды восстановления). На приеме кодовые комбинации дополняются до 12-разрядных нулевыми символами согласно командам восстановления. Этот способ характеризуется высоким качеством передачи, возможностью оптимизации характеристик компрессии, но достаточно сложен в реализации.

В третьих (рисунок в), возможно использовать 8-разрядные кодер и декодер, но с нелинейными характеристиками квантования, выполненные на цифровой основе. Этот способ относительно широко применяется в настоящее время, поскольку прост в реализации и обеспечивает высокое качество передачи (несколько меньшее, чем предыдущий из-за невозможности перестройки параметров компрессирования). Рассмотрим подробнее процессы декодирования и кодирования при этом способе.

В ЦСП применяются сегментные неравномерные характеристики квантования, поскольку они достаточно просто реализуются на цифровой основе. На рисунке приведена характеристика типа А87,6/13 (положительная ветвь), применяемая в АЦП ЦСП европейской плезиохронной цифровой иерархии. Характеристика симметрична относительно нуля, положительная и отрицательная ее ветви состоят каждая из 8-и сегментов, каждый сегмент поделен на 16 одинаковых шагов (внутри сегмента квантование равномерное).

Сегменты имеют номера от 0 до 7, начиная от центральной части характеристики. Шаги внутри каждого сегмента пронумерованы от 0 до 15. Сегменты аппроксимируют гладкую кривую, описываемую выражением (3.4) так, как это схематично показано в середине графика. В нулевом и первом сегментах шаг минимален и равен А, а в каждом следующем сегменте величина шага удваивается по отношению к предыдущему. В табл. 3.1 приведены параметры сегментов положительной ветви характеристики

Коды шагов внутри любого сегмента одинаковы и соответствуют натуральному несимметричному коду (0-й шаг имеет код 0000, 1-й— 0001 ,...15-й -1111). В соответствии с этой характеристикой 8-и разрядное кодовое слово мгновенного значения сигнала имеет структуру PXYZABCD. В этой структуре Р - старший разряд указывает полярность сигнала («1» - положительная, «0» - отрицательная), XYZ - код номера сегмента, a ABCD - код номера шага внутри сегмента

 

Рисунок - Амплитудная характеристика неравномерного квантования

 

Таблица – Параметры амплитудной характеристики квантующего устройства А87,6/13

 

Вся процедура нелинейного кодирования при характеристике компрессии А = 87,6/13, осуществляется за 8 тактовых интервалов первичной ЦСП с ИКМ (в результате чего формируется 8-ми разрядная кодовая канальная комбинация) и включает в себя 3 основных этапа:

1-ый этап – определение и кодирование полярности входного сигнала, осуществляется за один такт – 1-ый такт;

2-ой этап – определение и кодирование номера сегмента, в котором находится амплитуда кодируемого отсчета, осуществляется за три такта – 2, 3, 4 такты;

3-ий этап – определение и линейное кодирование номера уровня квантования, в зоне которого находится амплитуда кодируемого отсчета, осуществляется за четыре такта – 5, 6, 7, 8 такты.

Упрощенная структурная схема нелинейного кодера взвешивающего типа для двухполярного сигнала, реализующая приведенный выше алгоритм, приведена на рисунке.

 

Рисунок - Нелинейный кодер взвешивающего типа.

 

В состав схемы входят:

-         К – компаратор, в котором происходит потактовое сравнение UАИМ2 с набором эталонных напряжений по алгоритму нелинейного кодирования;

-         ГЭС1 и ГЭС2 – генераторы эталонных сигналов (напряжений или токов), вырабатывающие 11 эталонов с номиналами от 1d0 до 1024d0 отрицательной и положительной полярности соответственно;

-         БКЭ – блок коммутации эталонов, при помощи которого происходит подключение или отключение основных и дополнительных эталонов соответствующих сегменту, в котором происходит кодирование амплитуды UАИМ2;

-         БВС – блок выбора сегмента, при помощи которого определяется основной эталон в сегменте и набор дополнительных эталонов согласно таблице;

-         ЦР – цифровой регистр, при помощи которого происходит потактовая реализация процедуры нелинейного кодирования и формируется 8-ми разрядная канальная кодовая комбинация в параллельном коде;

-         ПК – преобразователь кода, осуществляющий преобразование сигнала из параллельного кода в последовательный во времени код.

Кодовые канальные комбинации в составе группового ИКМГР передаются по цифровому тракту и в приемной части противоположной оконечной станции преобразуются из ИКМГР сигнала в сигнал АИМ-2ГР при помощи нелинейного кодера взвешивающего типа.

Структурная схема нелинейного декодера приведена на рисунке, при этом функции блоков входящих в его схему полностью совпадают с их функциями в схеме кодера.

 

 

Рисунок - Нелинейный декодер взвешивающего типа.

 

Функциональная схема декодера с нелинейной характеристикой квантования типа А-87,6/13 представлена на рисунке. Декодер с нелинейной характеристикой имеет такую же функциональную схему, как и с линейной характеристикой, но более сложные узлы источника эталонных токов ГЭС и управления логикой, которые работают следующим образом.

При поступлении на вход кодового слова вида PXYZABCD, как и в декодере с линейной характеристикой, вначале в блоке коммутации эталонных сигналов (БКЭ) анализируется разряд Р, после чего подключается эталонное напряжение соответствующего знака. Затем анализируются разряды XYZ, определяющие номер сегмента. После установления номера сегмента в ГЭС активизируются эталоны, соответствующие:

- началу данного i-го сегмента, т.е. один из эталонов: 16d0, 32d0…1024d0 (нет эталона для нулевого сегмента);

- половине величины шага данного сегмента di/2;

- а также величинам di, 2di, 4di, 8di.

Затем анализируются разряды ABCD и осуществляется их декодирование, как и в линейном декодере, только с применением эталонов, активизированных на предыдущем этапе. К полученному значению прибавляется значение, соответствующее началу сегмента и значение, равное половине шага квантования в этом сегменте di/2. Суммарная величина подается на выход декодера.

Алгоритм формирования кода номера сегмента показан на рис. 15. При формировании разряда X значение сигнала сравнивается с эталоном 128d0. Если значение больше эталона, формируется «1» и осуществляется переход к эталону 512d0. Если же меньше, то формируется «0» и осуществляется переход к эталону 32d0. Аналогичные операции осуществляются при формировании разрядов Y и Z, в результате чего формируется трехразрядный код сегмента (коды показаны в нижнем ряду рисунка).

На 4-м такте происходит также установка эталонов для кодирования шага внутри сегмента. Устанавливается эталон начала сегмента, шага di, 2di, 4di, 8di. Далее из значения сигнала вычитается величина, равная началу сегмента, а оставшаяся часть кодируется как и в кодере с линейной характеристикой методом взвешивания.

 

Рисунок - Алгоритм формирования кода сегмента

 

Таким образом, в кодирующем устройстве содержится 11 эталонов, из которых в процессе кодирования конкретного мгновенного значения используется не более пяти.

В пределах каждого сегмента осуществляется линейное кодирование отсчетов аналогового сигнала, однако в каждом последующем сегменте шаг квантования увеличивается в 2 раза по сравнению с предыдущим (за исключением первых двух сегментов, в которых шаг квантования одинаков и равен δ0 – минимальному шагу квантования). В целом, приведенный алгоритм кодирования позволяет реализовать нелинейную амплитудную характеристику квантования и обеспечить одинаковость зависимости защищенности от шумов квантования при измерении величины кодируемого сигнала рС от сегмента к сегменту (за исключением первых двух), как показано на рисунке. После попадания сигнала в зону ограничения (рС > 0) защищенность резко падает за счет перезагрузки кодера.

 

 

Рисунок - Зависимость защищенности от шумов квантования

 

 

Тема 5-6-7

Темы 5-6-7 Разностные методы модуляции

 

1 Методы устранения избыточности в речевом сигнале. 1

2 Дифференциальная импульсно-кодовая модуляция. 2

3 Дельта-модуляция. 5

 

1                   Методы устранения избыточности в речевом сигнале

 

Обычные системы с ИКМ кодируют каждый отсчёт входного сигнала независимо от остальных. Однако на практике, при кодировании речевого сигнала коэффициент корреляции обычно равен . Это позволяет, используя более эффективные алгоритмы кодирования, передавать речевой сигнал с меньшей скоростью передачи, чем 64 кбит/с.

Кроме корреляции между соседними отсчётами для сокращения скорости передачи могут использоваться следующие виды избыточности:

- во временной области:

-       неравномерное распределение мгновенных значений сигналов;

-       корреляция между отсчётами;

-       корреляция между циклами;

-       корреляция между периодами основного тона;

-       избыточность, связанная с наличием в речевом сигнале пауз (периодов неактивности);

-       в частотной области:

-       неравномерность долговременной спектральной плотности;

-       кратковременная спектральная плотность речевого сигнала.

При этом избыточность в частотной области связана с избыточностью во временной. Например, сигнал с некоррелированными отсчётами во временной области имеет равномерную спектральную плотность в заданной полосе частот. Долговременная усреднённая спектральная плотность мощности речевого сигнала показана на рисунке 1.

Низкий уровень мощности на высоких частотах является следствием корреляции между отсчётами во временной области.

На более коротких временных интервалах спектральная плотность речевого сигнала изменяется более существенно и имеет энергетические пики на определённых частотах, которые называются формантными частотами или формантами. Период обновления формант составляет 10…20 мс. Кодеры речи на основе частотных свойств речевого сигнала кодируют наиболее важные компоненты спектра на динамической основе.

Дифференциальные методы цифровой модуляции были разработаны для того, чтобы использовать избыточность отсчётов речевого сигнала. При дифференциальных методах модуляции, как и при ИКМ, производится временная дискретизация, квантование и кодирование сигнала, однако в отличие от ИКМ, передаётся информация не о величине дискретных отсчётов сигнала, а об изменениях данного отсчёта по отношению к предыдущему.

Рисунок 1 – Долговременная усреднённая спектральная плотность мощности

речевого сигнала

В простейшем случае можно передавать в двоичной форме одним символом информацию о знаке приращения; на приёмной стороне величина приращения заранее известна. Такой вид дифференциальной цифровой модуляции называется дельта-модуляцией (ДМ).

Если же на приёмную сторону с помощью m-разрядной кодовой комбинации передаётся информация о квантованном значении этого приращения, то такой вид модуляции называется дифференциальной импульсно-кодовой модуляцией (ДИКМ).

Следует помнить, что кодеки, реализующие ДМ и ДИКМ, являются одноканальными.

Другими принципиальными отличиям дифференциальных методов цифровой модуляции от ИКМ являются отсутствие резкого амплитудного ограничения передаваемых сигналов и наличие ограничения предельно допустимой скорости изменения входного сигнала.

В настоящее время разработано достаточно большое количество речевых кодеков, и работы в этом направлении ведутся постоянно. Все кодеки существенно различаются по принципам, лежащим в их основе, и по своим характеристикам. Однако все существующие методы кодирования речи можно разделить на три обширные категории:

-          временные;

-          частотные;

-          параметрические.

Классификация речевых кодеков приведена ниже.

classify

 

Методы временного кодирования (кодирования формы сигнала) направ­лены на наиболее точное описание и вос­произведение формы колебаний во временной области. Наи­большее рас­про­стра­не­ние получили следующие ме­тоды:

-          Импульсно-кодовая модуляция с равномерной и неравномерной шка­лой квантования;

-          Дифференциальная импульсно-кодовая модуляция;

-          Дельта-модуляция;

-          Адаптивная дифференциальная импульсно-кодовая модуляция;

-          Кодирование с разбиением на поддиапазоны.

При частотном аналого-цифровом преобразовании кодируются спек­тральные характеристики речевого сигнала.

Методы параметрического кодирования рассматривают речь как отклик голосового тракта на возбуждающий сигнал голосовых связок. Голосовой тракт обычно моделируется линейной системой. Возбуждающий сигнал является импульсным для вокализованных звуков и шумоподобным для невокализованных звуков.

Параметрическое кодирование речи сводится к решению следующих задач:

-          Определение параметров возбуждения;

-          Определение параметров голосового тракта;

-          Кодирование и передача параметров;

-          Синтез речевого сигнала.

Устройства параметрического кодирования речи известны также под названием «вокодеры». В настоящее время известны следующие типы вокодеров:

-          Канальные

-          Формантные

-          Гомоморфные

-          С линейным предсказанием (липредеры).

2                   Дифференциальная импульсно-кодовая модуляция

 

ДИКМ целесообразно применять при передаче сигналов с возможными резкими изменениями мгновенных значений. При этом частота дискретизации выбирается такой же, как и при ИКМ, в соответствии с теоремой Котельникова. Обобщённая структурная схема кодека ДИКМ представлена на рисунке 2.

 

Рисунок 2 – Обобщённая структурная схема кодека ДИКМ

 

Способ генерации разности между отсчётами при ДИКМ состоит в запоминании значения предыдущего отсчёта в интеграторе (накопителе) и в использовании аналогового вычитающего устройства для вычисления разностного значения, которое затем дискретизируется, квантуется и кодируется в АЦП для передачи в линию.

Для формирования сигнала предсказания используется цепь обратной связи, содержащая ЦАП для восстановления значений отсчётов разностного сигнала и накопителя для восстановления значений отсчётов собственно сигнала. Декодер ДИКМ содержит те же функциональные блоки, что и цепь ОС кодера, на выходе интегратора дополнительно применяется сглаживающий фильтр – ФНЧ.

При ДИКМ процесс аналого-цифрового преобразования может быть равномерным, компандированным или адаптивным с подстройкой величины шага квантования в соответствии со средним уровнем мощности сигнала.

Кодеки с ДИКМ могут быть реализованы различным способом в зависимости от того, как разделены функции обработки сигналов между цифровыми и аналоговыми устройствами. На рисунке 3 представлены структурные схемы трёх реализаций кодеков с различной степенью цифровой обработки сигналов.

На рисунке 3,а показана схема, которая использует для интегрирования предварительное суммирование и запоминание отсчётов в устройстве выборки-хранения.

Схема рисунка 3,б реализует цифровое интегрирование, когда для восстановления значений отсчётов используется регистр данных, а для получения аналогового сигнала предсказания – ЦАП на полный динамический диапазон сигнала.

На рисунке 3,в приведена схема с цифровыми процессами обработки на всех этапах. В АЦП, которое работает во всём динамическом диапазоне сигнала, формируется кодовое слово, соответствующее амплитудному значению отсчёта, из значения которого в цифровой форме вычитается величина предсказанного значения сигнала, получаемого с помощью регистра и сумматора.

Большинство приложений с ДИКМ включает обработку речевых сигналов, которые уже преобразованы в формат ИКМ со скоростью 64 кбит/с. В этом случае для реализации ДИКМ аналоговая обработка уже не нужна, однако необходима реализация функций преобразования из ИКМ с A- или μ-законами компрессии в линейную ИКМ (с равномерной шкалой квантования).

Декодеры во всех случаях реализуются так же, как цепи обратной связи соответствующих кодеров.

 

а)

б)

в)

 

Рисунок 3 – Структурные схемы реализаций кодеков ДИКМ

 

Использование ДИКМ для передачи речевых сигналов позволяет на 1…2 разряда уменьшить разрядность кодовой комбинации при кодировании каждого отсчёта по сравнению с ИКМ с тем же шагом квантования. Например, если

то

 

Отношение сигнал/шум квантования при ДИКМ определяется выражением

 

(1)

 

где – количество уровней квантования при ДИКМ;

– пик-фактор разностного сигнала;

– нормированная функция корреляции сигнала, характеризующая статистическую связь между его значениями, сдвинутыми на интервал дискретизации. Для речевого сигнала можно использовать аппроксимирующее выражение .

В частности, при ДИКМ телефонного сигнала удовлетворительное качество достигается при четырехразрядном кодировании (R=4), в то время как при ИКМ необходимо применять восьмиразрядное кодирование (R=8). Соответственно, скорость цифрового потока на выходе ДИКМ кодера телефонного сигнала в два раз ниже: I=32 кбит/с. 

Для уменьшения искажений квантования при ДИКМ, как уже отмечалось, применяется адаптивная ДИКМ (АДИКМ), когда происходит адаптация величины шага квантования к параметрам кодируемого сигнала. Рекомендация МСЭ-Т G.721 определяет стандарт для кодеков речи с использованием АДИКМ со скоростью 32 кбит/с и качеством 4,1 в соответствии со шкалой MOS (Mean Opinion Score), в то время как ИКМ обеспечивает качество 4,3 по этой же шкале.

1.1        Адаптивная дифференциальная импульсно-кодовая модуляция Рекомендация G.726

Дальнейшим развитием идеи дифференциального кодирования явилась адаптивная дифференциальная импульсно-кодовая модуляция (АДИКМ). При АДИКМ квантователь и предсказатель адаптируются к меняющейся статистике входного сигнала.

Рекомендация МСЭ-Т G.726 описывает кодек АДИКМ для скоростей 40, 32, 24 и 16 кбит/с. Укрупненная схема кодера и декодера приведена ниже.

После преобразования входного ИКМ-сигнала, сформированного по А- или μ-закону, в ИКМ с равномерной шкалой квантования, вычисляется разностный сигнал путём вычитания из входного сигнала его оценки. Для кодирования разностного сигнала используется адаптивный квантователь с 31, 15, 7 или 4 уровнями, кодирующий каждый отсчёт разностного сигнала, соответственно, пятью, четырьмя, тремя или двумя битами, в зависимости от скорости. Обратный квантователь формирует из этих пяти, четырёх, трёх или двух бит квантованный разностный сигнал. Оценка сигнала прибавляется к этому квантованному разностному сигналу, в результате чего получается восстановленный входной сигнал. Восстановленный сигнал вместе с квантованным разностным сигналом обрабатываются адаптивным предсказателем, который формирует оценку входного сигнала, и петля обратной связи замыкается.

 

ADPCMc

а)ADPCMd

б)

Укрупненная схема кодека АДИКМ по Рекомендации G.726
а) – кодер, б) – декодер

В состав декодера входит схема, идентичная цепи обратной связи кодера, а также преобразователь в ИКМ с компандированием по А- или μ-закону и схема регулировки синхронного кодирования. Регулировка синхронного кодирования предотвращает накопление искажений, возникающих при тандемном соединении (например, АДИКМ-ИКМ-АДИКМ) в некоторых случаях. Это достигается подстройкой выходных ИКМ-комбинаций таким образом, чтобы попытаться исключить деградацию сигнала за счет квантования при следующем АДИКМ-кодировании.

 

3                   Дельта-модуляция

 

Дельта-модуляция может рассматриваться как частный случай ДИКМ, использующий для кодирования разностного сигнала только 1 бит, который несёт информацию о знаке изменения значения сигнала по отношению к предсказанному значению – увеличивается или уменьшается.

Существует много разновидностей ДМ, различающихся видом предсказателя, характером предыскажений входного сигнала, способом формирования информационной импульсной последовательности и пр.

Для начала рассмотрим наиболее простой вариант ДМ – классической или линейной ДМ. Структурная схема кодека ДМ представлена на рисунке 4, где предсказатель представляет собой интегратор, а функции квантования и кодирования выполняет компаратор, вырабатывающий символы “0” и “1” в зависимости от знака разности . Приёмная часть кодека ДМ состоит из интегратора и ФНЧ. ФИ – формирователь импульсов необходим в случае изменения формата импульсной последовательности, передаваемой в линию. Следует отметить, что при ДМ тактовая частота сигнала в линии совпадает с частотой дискретизации , а частота дискретизации выбирается значительно выше частоты дискретизации по Котельникову для увеличения степени предсказания.

 

 

Рисунок 4 – Структурная схема кодека ДМ

 

Осциллограммы сигнала в контрольных точках представлены на рисунке 5. Как видно из рисунка 5, предсказанное значение формируется идеальным интегратором и имеет вид ступенчатой функции. В случае, когда модулятор не в состоянии отследить быстрое изменение входного сигнала, восстановленный сигнал отклоняется от исходного более чем на один шаг квантования, что приводит к появлению шумов перегрузки по крутизне. Для устранения этого недостатка необходимо, чтобы скорость изменения сигнала не превышала значения

 

(2)

где – шаг квантования при ДМ;

– частота дискретизации.

Определим величину ОСШ квантования при ДМ. Предположим, что ошибки квантования некоррелированы, тогда мощность шума квантования в полосе частот 0…, где – верхняя частота среза ФНЧ декодера

 

(3)

 

Примем, что максимальная крутизна сигнала пропорциональна его среднеквадратическому значению

 

где – коэффициент пропорциональности.

 

 

Рисунок 5 – Принцип ДМ

 

Тогда

 

(4)

 

и при выполнении условия

 

(5)

 

Для речевого сигнала при передаче методом ДМ принимается, что перегрузки по крутизне не происходит, если обеспечивается неискажённая передача гармонического сигнала частотой 800 Гц, мощность которого равна мощности телефонного сигнала. Тогда для гармонического сигнала единичной амплитуды с частотой , ,

 

 

При условии, что =800 Гц, =3400 Гц

 

( – в кГц). (6)

 

Из (6) следует, что для обеспечения такого же , как и для сигнала с амплитудным значением при ИКМ, частоту дискретизации при ДМ необходимо выбрать

 

= 32 дБ.

При использовании ИКМ с А-законом компрессии при скорости передачи 64 кбит/с (8-разрядная ИКМ) обеспечивается около 36 дБ в динамическом диапазоне уровней входных сигналов около 40 дБ.

Использование адаптивной или компандированной ДМ, когда величина шага квантования изменяется в зависимости от слоговой мощности речевого сигнала, позволяет значительно уменьшить тактовую частоту ДМ сигнала при сохранении приемлемого качества.

При передаче телефонного сигнала примерно одинаковое качество достигают при параметрах различных видов кодирования, приведенных в табл.

 

http://pc.fk0.name/pub/books/sound/signalling/course_2/Images/image326.gif

 

Таким образом, ДМ не обладает каким-либо преимуществом в скорости перед ДИКМ. Однако построение ДМ кодера и декодера существенно проще. Именно этим объясняется широкое распространение ДМ.

 

1.2       Кодирование с разбиением на поддиапазоны

В кодере с разбиением на поддиапазоны (Sub-band Coder, SBC) полоса сигнала делится на части с помощью набора полосовых фильтров (см. рис. 1.5). Выходной сигнал каждого из фильтров кодируется отдельно, и цифровые потоки объединяются в мультиплексоре. На приёмной стороне сигналы демультиплексируются, декодируются и суммируются, образуя восстановленный сигнал.

 

SBC

Схема кодека SBC

Сигналы каждого поддиапазона кодируются с использованием различного числа бит в зависимости от уровня мощности в поддиапазоне и от важности воздействия данного поддиапазона на восприятие. Благодаря этому достигается уменьшение скорости по сравнению с более простыми алгоритмами (например, по сравнению с АДИКМ). Для кодирования сигналов поддиапазонов используются различные методы – адаптивная ИКМ, АДИКМ, векторное квантование.

Принцип кодирования с разбиением на поддиапазоны использован в Рекомендации МСЭ-Т G.722, которая описывает кодек для аудиоданных в полосе 7 кГц для использования в сетях ISDN для телеконференций. Скорость цифрового потока кодека G.722 составляет 64 кбит/с.

1.3       Кодирование с преобразованием

В кодерах с преобразованием (Transform Coders) вектор из N отсчётов речевого сигнала s = [s(0) s(1) … s(N-1)]T подвергается некоторому преобразованию


S = T s,


где S – вектор коэффициентов преобразования, T – матрица преобразования. Коэффициенты преобразования квантуются, кодируются и передаются в канал.

 

Схема кодирования с преобразованием

На приёмной стороне исходный сигнал может быть восстановлен путём обратного преобразования


s = T-1 S.

Выигрыш в скорости достигается за счёт того, что коэффициенты преобразования практически некоррелированы, и их можно кодировать независимо. Более того, эти коэффициенты зачастую медленно меняются со временем, и можно устранить избыточность за счёт дифференциального кодирования.

Существует несколько преобразований, которые могут быть использованы в данном методе кодирования. Важнейшие из них:

-         Преобразование Карунена-Лоэва (KLT);

-         Дискретное косинусное преобразование (DCT);

-         Дискретное преобразование Фурье (DFT);

-         Преобразование Уолша-Хэдемарда (WHT).

KLT является наилучшем в том смысле, что его коэффициенты максимально декоррелированы для любого входного сигнала. Однако KLT зависит от входного сигнала, и для нахождения его коэффициентов требуется большой объём вычислений, поэтому на практике чаще всего используется DCT, которое весьма близко к оптимальному.

Описанный принцип используется в адаптивном кодере с преобразованием (Adaptive Transform Coder, ATC). Коэффициенты DCT разбиваются на 8-16 групп и кодируются с использованием адаптивного квантования и распределения бит. Для того, чтобы снабдить приёмник информацией о текущем шаблоне распределения бит, на приёмную сторону также передаются среднеквадратические отклонения для каждого поддиапазона, которые участвуют в процессе адаптации.

Выигрыш в отношении сигнал/шум у кодера ATC по сравнению с логарифмической ИКМ при скоростях 16-32 кбит/с составляет 17-23 дБ, а по сравнению с АДИКМ при скорости 16 кбит/с – около 6 дБ. Ухудшение качества остаётся незначительным при понижении скорости вплоть до 12 кбит/с.

Методы гармонического анализа-синтеза

Методы частотного кодирования, в отличие от методов кодирования формы, направлены на описание спектра речевого сигнала в частотной области. Центральным является понятие кратковременного спектра, который определяется как


, (1.3)

,

где f – частота, T – период дискретизации, h(n) – скользящая оконная функция.

Обратное преобразование имеет вид


. (1.4)

Известно, что речь можно синтезировать с хорошим качеством, если использовать синусоиды с амплитудами, частотами и фазами, соответствующими пикам кратковременного спектра. Скорость цифрового потока можно уменьшить, если для вокализованных звуков частоты синусоид задать кратными частоте основного тона, а для невокализованных звуков – достаточно близкими друг к другу, расположенными равномерно, но не кратными нижней частоте.

Ниже приведена схема кодера STC (Sinusoidal Transform Coder). На передающей стороне происходит вычисление кратковременного преобразования Фурье сегмента речи. Огибающая спектра определяется линейной интерполяцией между пиками кратковременного спектра, которые ищутся с помощью специального алгоритма. На основании кратковременного спектра вычисляется частота основного тона и вероятность того, что звук вокализованный. Эти параметры, вместе с информацией о спектральной огибающей, передаются в канал.

 

STC

Структурная схема кодека STC

На приёмной стороне происходит синтез речевого сигнала. Вычисляется частота среза, зависящая от вероятности вокализованности. Сигнал синтезируется из гармонических составляющих, причём в поддиапазоне, лежащем ниже частоты среза, частоты синусоид кратны частоте основного тона, а в остальной полосе частоты располагаются равномерно через фиксированный промежуток и не кратны частоте основного тона.

 

Тема 10-11

Структура и порядок функционирования оконечной станции первичной цифровой телекоммуникационной системы

 

 

Первичными цифровыми телекоммуникационными системами называют системы, в которых осуществляется аналого-цифровое и цифро-аналоговое преобразование сигнала и формируется первичный цифровой поток.

Первичный поток в европейской плезиохронной цифровой иерархии - поток, имеющий скорость передачи 2048 кбит/с. Обычно в этом потоке объединяется 32 основных цифровых канала (ОЦК, 64 кбит/с), два из которых используются для внутренних нужд системы передачи (являются сервисными).

Рассмотрим структуру оконечной станции первичной ЦСП на примере широко распространенной на телекоммуникационной сети РФ системы передачи ИКМ-30. Это оборудование относится к образцам аппаратуры прежних поколений, но ее построение позволяет наглядно продемонстрировать применение на практике рассмотренных ранее принципов преобразования сигнала.

Упрощенная функциональная схема станции показана ниже.

Сигналы ТЧ поступают на вход/выход (точка а) приемопередатчика ПП и через дифференциальную систему ДС, разделяющую тракты приема и передачи, на вход передающей части ПП (точка б).

 

http://3ys.ru/images/lib/multipleksirovanie-tsifrovykh-potokov-i-peredacha/3a10a9ac4bf04c1edb17eb386a33ea70/87e7813553425f89fbda364759a671bd.jpg

 

 

Функциональная схема оконечной станции первичной ЦТС

 

Передающая часть ПП состоит из ограничителя амплитуд, защищающего дальнейшие узлы оборудования от импульсных помех, активного фильтра нижних частот и амплитудно-импульсного модулятора. Фильтр нижних частот ограничивает полосу сигнала частотой 3,4 кГц, что обеспечивает безыскаженное восстановление АИМ сигнала на приеме. Амплитудно-импульсный модулятор (электронный ключ) дискретизирует поступающий сигнал с частотой 8 кГц. Его работой управляет соответствующая номеру канала последовательность канальных импульсов, поступающая от генераторного оборудования передачи (ГО пер). АИМ-сигналы с выходов всех тридцати ПП, смещенные друг относительно друга во времени согласно принципу временного разделения каналов, объединяются в групповой сигнал в формате АИМ-1 и поступают на вход преобразователя АИМ-1/АИМ-2 (точка в). Формат АИМ-2 (плоские вершины импульсов) необходим для удержания неизменным напряжения, соответствующего тому или иному мгновенному значению аналогового сигнала, на время его обработки кодером.

Кодер - устройствозаменяющее импульсы, с амплитудами, равными мгновенным значениям сигналов ТЧ, канальными сигналами — восьмиразрядными кодовыми комбинациями (кодовыми словами), которые поступают на формирователь линейного сигнала ФЛС. ФЛС формирует цикл передачи, в котором помимо 30-ти канальных сигналов содержатся сервисные сигналы, сигналы дискретной информации (ДИ), поступающие от передатчика ДИ пер, а также сигналы управления и взаимодействия (СУВ) телефонных каналов (точка г).

Исходные сигналы СУВ данного канала поступают от АТС на передающую часть согласующего устройства (СУ пер) по сигнальной цепи (точка д). Здесь они дискретизируются с частотой 500 Гц, объединяются по принципу ВРК (точка е) и поступают на ФЛС, где также вводятся в линейный сигнал. С выхода ФЛС линейный сигнал (точка г) поступает на преобразователь кода передачи (ПК пер). Преобразователь кода – устройство, предназначенное для преобразования натурального симметричного кода в линейный, принятый в данной ЦТС. Далее сигнал через линейный трансформатор Л Тр, позволяющий ввести в линию ток дистанционного питания (ДП), поступает в кабель. Точка на выходе ПК пер (ж) является точкой начала первичного цифрового тракта (относится к стандартному интерфейсу сетевого узла, т.е. в ней нормируются физические, электрические и логические параметры соединения).

Рассмотрим приемную часть оконечной станции. Сигнал, пришедший из линии, через линейный трансформатор поступает на регенератор (Peг). Регенератор - устройство восстановления формы и временных соотношений сигнала. Восстановленный сигнал поступает на преобразователь кода (ПК пр), в котором происходит преобразование линейного кода сигнала в натуральный симметричный. Точка з перед ПК пр является точкой окончания первичного сетевого тракта и также, как точка начала (точка ж) относится к стандартному интерфейсу сетевого узла. В структуру ПК пр входит также выделитель сигнала тактовой частоты (ВТЧ). Выделенный из линейного сигнала сигнал тактовой частоты (точка к) поступает на регенератор, в котором он управляет работой решающего устройства, и на приемное генераторное оборудование ГО пр, в котором он используется для тактовой синхронизации задающего генератора ЗГ.

К выходу ПК пр (точка и) подключены:

– приемник синхросигналов ПСС - обеспечивает работу системы цикловой и сверхцикловой синхронизации; декодер (Дек), который преобразует восьмиразрядные канальные сигналы ИКМ в АИМ сигналы;

– приемные части согласующих устройств СУпр - устройства выделяющие и преобразующие в исходную форму сигналы управления и взаимодействия соответствующих каналов ТЧ, и направляют их на АТС;

– приемник дискретной информации (ДИ пр) - выделяет и преобразует к исходному виду сигналы ДИ.

Все перечисленные устройства выделяют соответствующие сигналы из линейного сигнала по принципу ВРК, согласно импульсным последовательностям, поступающим от приемного генераторного оборудования (ГО пр).

К выходу декодера Дек (точка л) подключены приемные части тридцати приемопередатчиков ПП, которые посредством временных селекторов ВС (ключей), управляемых ГО пр, выделяют соответствующие АИМ канальные сигналы. Проходя через активные фильтры нижних частот, эти сигналы преобразуются в непрерывные сигналы ТЧ.

В современных первичных ЦТС в приемопередатчик, называемый абонентской линейной платой, входят также устройства кодирования и декодирования. Первичный цифровой поток получается в этом случае путем объединения канальных цифровых потоков, поступающих от абонентских линейных плат, и сервисных сигналов системы передачи. Абонентские линейные платы могут иметь различные модификации в зависимости от вида абонентского терминала.

 

Оборудование гибкого мультиплексирования

В последние годы растет потребность в новых видах услуг связи, в том числе в передаче данных при условии оптимального использования пропускной способности каналов и трактов.

1.     Организуются каналы 64 кбит/с для передачи речевых сигналов и каналы n´64 кбит/с для передачи видеосигналов, радиовещания, видеоконференцсвязи и пр. Эти сигналы могут вводиться в любой канальный интервальный интервал первичного цифрового сигнала (ПЦС) синхронным методом.

2.     Структура цикла ПЦС может гибко изменяться в соответствии с командами управления режимом мультиплексирования.

3.     Гибкие мультиплексоры (ГМ) должны работать в рамках существующих сетей наряду с оборудованием ИКМ-30.

4.     ГМ оснащаются широкой номенклатурой абонентских интерфейсов, обеспечивающих ввод различных цифровых и аналоговых абонентских сигналов и АЦП последних с использованием ИКМ, ДИКМ, ДМ и пр.

5.     ГМ должны обеспечивать работу коммутационных станций различных типов (выполнять функции конверторов сигнализации).

6.     ГМ может работать в транзитном (как ADM) и терминальном (как ТМ) режимах ввода/вывода как аналоговых, так и цифровых каналов.

 

Гибкий мультиплексор — сетевое устройство обеспечивающее объединение, коммутацию и распределение (кросс-коннект) различных информационных потоков, интерфейсов, протоколов. Они могут работать как с проводными (медными) так и с оптическими линиями связи.

Функциональность, широкий выбор протоколов и интерфейсов, простота использования/конфигурирования и делают подобного рода мультиплексоры «гибкими».

Основные используемые интерфейсы и протоколы:

  • цифровые потоки Е12 (PDH)
  • 10/100 Ethernet
  • RS-232
  • FXO/FXS
  • 2-4х проводные каналы тональной частоты (ТЧ)

Основные решаемые задачи:

  • организация цифровых каналов передачи (как по «меди» так и по оптоволокну);
  • организацию телефонной связи (например подключение «обычных» телефонов, таксофонов, АТС);
  • организацию локальных вычислительных сетей (например подключение маршрутизаторов);
  • организация работы радиорелейных линий/базовых станций мобильной связи
  • организация передачи служебной информации (например телеметрия, релейная защита и автоматика).

Дополнительные возможности: самоконтроль качества связи, самодиагностика, удалённое управление, VoIP, конференц-связь.

 


Обобщенная структурная схема ГМ Recommendation G.797

 

pct1

 

TPI (tributary physical interface) – трибутарный физический интерфейс – компонентный физический стык – обеспечивает передачу/прием компонентного сигнала.

ТРТ (tributary path termination/tributary signal termination) – окончание тракта компонентного сигнала

ТSA (tributary signal adaptation) – адаптация компонентного сигнала – преобразование компонентного сигнала в вид, необходимый для передачи в составе цикла Е12 (АЦП, ЦАП, буферизация, мультиплексирование/демультиплексирование и пр.)

ХС (cross connect function) – цифровой коммутатор – осуществляет преобразование 64 кбит/с или n´64 кбит/с в соответствующий(-е) канальный(-е) интервал(ы) сигнала Е12.

CAS XC (channel associated signalling cross connect) – коммутатор СУВ

SF – специальные функции

APS (automatic protection switch) – переключатель автоматического резервирования

PLPT (plesiochronous lower order path termination) – окончание плезиохронного тракта низшего порядка – завершает логический агрегатный сигнал 2,048 Мбит/с, обеспечивает генерацию и восстановление цикла, обнаружение состояний повреждения или дефекта и т.д. (формирователь цикла первичного цифрового сигнала Е12)

PPI (plesiochronous physical interface) плезиохронный физический интерфейс.

В состав ГМ входят:

- центральный блок

- платы агрегатных и компонентных портов

- блок интерфейсов управления

- системная шина

- шина контроля

Основное назначение центрального блока – коммутация сигналов, передаваемых на коммутационную матрицу по системной шине.

В состав ЦБ входят:

1.     ГО – генераторное оборудование, обеспечивающее необходимыми сигналами все блоки ГМ (формирует сетку частот управляющих сигналов для всех блоков ГМ). ГО может синхронизироваться от внутреннего задающего генератора (ЗГ) (автономный режим) или от сигнала Е12, поступающего на один из его входов (ведомый режим).

2.     Блок ВКУ – блок встроенного канала управления – формирует и обрабатывает сигналы, предназначенные для передачи извещений о срочных и отложенных авариях, а также отвечает за интерфейс каналов национального использования.

3.     БП – блок питания

4.     КМ – коммутационная матрица – осуществляет коммутацию ОЦК и ПЦС, т.е. устанавливает соединения между любыми портами ПЦС, между КИ внутри потока Е12, между любым портом канального сигнала и КИ любого ПЦС.

5.     Процессор – осуществляет контроль работоспособности всех блоком ГМ, вывод аварийной сигнализации, регистрацию параметров качества сигналов.

Платы агрегатных и компонентных портов содержит порты для подключения канальных и агрегатных сигналов. Каждый порт выполняет следующие функции согласования на физическом уровне:

-       преобразование кодов сигнала;

-       контроль качества сигнала;

-       выделение сигнала тактовой синхронизации и т.д.

Блок интерфейсов управления (ИУ) обеспечивает связь ГМ с внешней сетью управления и обеспечивает возможность подключения терминала оператора.

Системная шина образует интерфейс между центральным блоком и различными линейными платами для последовательной передачи информационных канальных интервалов и речевых сигналов ИКМ. Передаваемые и принимаемые сигналы синхронизируются тем же тактовым генератором, но с точки зрения цикловой синхронизации эти потоки могут иметь требуемый фазовый сдвиг по отношению друг к другу. У обоих направлений потоков сигналов сохраняется свой собственный тактовый сигнал.

Шина контроля обеспечивает поддержку интерфейсов управления и связь ЦБ с блоком ИУ.

 


 

Гибкий мультиплексор ГМ-2

Гибкий мультиплексор ГМ-2

Гибкий мультиплексор ГМ-2 предназначен для организации связи между локальными сетями, компьютерами, маршрутизаторами через любую каналообразующую аппаратуру с интерфейсами Е1 (с фреймингом или без фрейминга), а также по физическим линиям связи.

Описание

Гибкий мультиплексор ГМ-2 оснащается портом Е1, портом УПИ-2 и асинхронным портом RS-232, который может быть использован как для управления мультиплексором, так и для передачи данных. ГМ-2 имеет два посадочных места для дополнительных модулей. На одно из них может быть установлен модуль второго порта Е1 или модуль SHDSL. На второе посадочное место может быть установлен любой из следующих модулей: модуль с портом Ethernet 10Base-T, модуль с двумя портами Ethernet 10Base-T, модуль с портом Ethernet 10Base-T/100Base-Tx или модуль с дополнительным синхронным портом УПИ-2. Наличие в мультиплексоре определенных опциональных функций зависит от модификации базовой платы и типов установленных на ней модулей.

z20-1

Гибкий мультиплексор ГМ-2 обеспечивает коммутацию данных, принадлежащих канальным интервалам (тайм-слотам), между портами Е1, а также размещение данных от цифровых интерфейсов в потоке Е1 и расщепление потока Е1 на несколько потоков данных. Через канал порта SHDSL мультиплексор ГМ-2 может одновременно передавать данные порта Е1 (весь поток или определенные пользователем тайм-слоты), одного или двух портов УПИ-2 (nx64 кбит/с) и данные одного или двух портов Ethernet. Суммарная скорость передачи данных по каналу SHDSL может достигать 2688 кбит/с. ГМ-2 позволяет передавать структурированный поток Е1 через интерфейс V.35. Эта функция полезна при построении сетей передачи данных с использованием аналоговых систем (К-60, К-300) или спутниковых систем. В режиме инверсного мультиплексора ГМ-2 обеспечивает передачу данных со скоростью до 3968 кбит/с.

Ключевые возможности:

  • модульная конструкция;
  • функция перестановки тайм-слотов в каналах приемника и передатчика при транзите потоков E1-E1;
  • чувствительность приемника порта E1 -43 дБ;
  • синхронизация от внутреннего генератора, от внешнего ООД, от принимаемого сигнала, от центрального генератора;
  • поддержка линейного кода AMI в интерфейсе Е1;
  • наличие порта SHDSL со скоростью до 2688 кбит/с;
  • режим передачи Е1 через V.35;
  • универсальный цифровой порт УПИ-2: V.35, RS-530, V.36, RS449, X.21, RS-232 (V.24), V.10, V.11, RS-485;
  • максимальная скорость синхронного порта 3968 кбит/с;
  • асинхронный режим для двух цифровых портов;
  • режим инверсного мультиплексора;
  • резервная карта распределения тайм-слотов для режима инверсного мультиплексора;
  • журнал производительности и статистики работы;
  • ёмкость журнала производительности 7 суток;
  • часы реального времени;
  • встроенные BER-тестеры;
  • возможность независимого тестирования каналов передачи данных;
  • возможность сохранения/загрузки профайла;
  • пятиуровневая защита линейных цепей.

Типовые приложения:

1) В режиме вставки/извлечения ГМ-2 позволяет передавать пользовательские данные в потоке существующего Е1.

z21-1

 

2) ГМ- 2 с установленным модулем ГМ-2-SHDSL позволяет передавать данные E1, синхронных интерфейсов УПИ-2 и Ethernet по каналу SHDSL.

z21-3

 

Технические характеристики

Максимальная скорость, кбит/с

Максимальная длина линии, км, при использовании кабеля типа:

 

ТПП-0.4 (AWG26)

ТПП-0.5 (AWG24)

 

TC-PAM16

TC-PAM32

TC-PAM16

TC-PAM32

2688

-

4,2

-

5,6

2312

4,4

4,4

5,8

5,8

2048

4,6

4,6

6

6

1536

5

4,8

7

6,8

1024

5,8

5

7,8

7

768

6,2

5,2

8,4

7,2

512

6,4

5,4

8,6

7,4

256

7

-

9,4

-

192

7,4

-

9,8

-

Дополнительные модули:

·               ГМ-2-МР — дополнительный порт Е1;

·               ГМ-2-SHDSL — порт SHDSL;

·               ГМ-2-МБЕ — 1 порт Ethernet 10BaseT;

·               ГМ-2-МБЕ2 — 2 порта Ethernet 10Base-T;

·               ГМ-2-МБЕ100 — 1 порт Ethernet 10Base-T/100Base-Tx;

·               ГМ-2-УПИ — дополнительный порт УПИ-2.

Порты Е1:

·               линейный интерфейс: G.703 2048 кбит/с, ГОСТ 27767-88;

·               цикловая структура: G.704/отсутствует -выбирается программно;

·               стык: симметричный, 120 Ом (2 витые пары);

·               линейное кодирование: HDB3/AMI -выбирается программно;

·               чувствительность приемника: -43 дБ;

·               подавление фазового дрожания: в соответствии с рекомендациями G.742, G.823 в приемном или передающем тракте — выбирается программно;

·               защита от перенапряжений и сверхтоков: TVS-диоды, разрядники, самовосстанавливающиеся предохранители;

·               напряжение пробоя изоляции линейного трансформатора: не менее 1500 В;

·               тип разъема: розетка RJ-45.

Порт SHDSL (на дополнительном модуле):

·               физическая линия: одна ненагруженная медная витая пара;

·               параметры линейного интерфейса удовлетворяют рекомендациям: ITU  G.shdsl (ITU-T G.991.2, G.994.1); ETSI SDSL (ETSI TS 101 524);

·               линейное кодирование: TC-PAM16, TC-PAM8, ТС-РАМ32;

·               режим работы: плезиохронный;

·               скорость передачи данных: до 2688 кбит/с;

·               напряжение пробоя изоляции линейного трансформатора: не менее 1500 В;

·               тип разъема: розетка RJ-45.

Порты УПИ-2:

·               тип интерфейса: DCE;

·               поддерживаемые типы электрофизики: RS-232 (V.24/V.28), V.35, V.36, RS449, RS-530, X.21, V.10, V.11, RS-422;

·               выбор типа интерфейса и электрофизики: подключением соответствующего кабеля;

·               режим работы: синхронный или асинхронный;

·               скорость передачи данных в синхронном режиме: nx64 кбит/с, до 3968 кбит/с;

·               скорость передачи данных в асинхронном режиме: до 57,6 кбит/с;

·               тип разъема: розетка MD50.

Порты Ethernet 10Base-T (на дополнительном модуле):

·               режимы работы: полудуплексный или дуплексный.

·               характеристики моста:

o      прозрачность для любых протоколов, в т.ч. TCP/IP и IPX/SPX;

o      размер буфера моста: 256 Ethernet-кадров;

o      размер таблицы MAC-адресов: до 10000;

o      скорость фильтрации: до 15000 кадров в секунду.

·               тип разъема: розетка RJ-45.

Порт Ethernet 10Base-T/100Base-Tx (на дополнительном модуле):

·               режимы работы: полудуплексный или дуплексный.

·               характеристики моста:

o      прозрачность для любых протоколов, в т.ч. TCP/IP и IPX/SPX;

o      размер буфера моста: 1024 Ethernet-кадров;

o      поддержка VLAN (стандарт IEEE 802.1Q) и расширенных Ethernet-кадров (до 1760 байт);

o      размер таблицы MAC-адресов: до 10000;

o      скорость фильтрации: до 150000 кадров в секунду.

·               тип разъема: розетка RJ-45.

Порт RS-232 (управление/данные):

·               порт используется для управления изделием с персонального компьютера и для передачи данных;

·               тип интерфейса: DCE;

·               электрофизика — RS-232 (V.24/V.28);

·               режим работы: асинхронный;

·               скорость передачи данных: до 230.4 кбит/с;

·               управление потоком данных: программное и аппаратное;

·               тип разъема: розетка RJ-45.

Управление и контроль работы:

·               с внешнего терминала (например, ПК) через асинхронный порт RS-232, имеется возмож- ность сохранения настроек во внешнем файле;

·               с передней панели при помощи ЖКИ и клавиатуры (опционально);

·               с удаленного мультиплексора ГМ-2 по каналу Е1;

·               с удаленного устройства по каналу SHDSL в соответствии с Рек. G.994.1;

·               возможность обновления встроенного ПО;

·               встроенный BER-тестер;

·               возможность включения локальных и удаленных шлейфов;

·               светодиодная аварийная сигнализация;

·               вывод аварийной сигнализации на «сухие контакты».

Питание (зависит от модификации):

·               от сетевого адаптера ~220/~9 В;

·               от внешнего источника постоянного напряжения -19…-72 В;

·               от сети переменного напряжения 187…242 В, 50 Гц;

·               от внешнего источника постоянного напряжения -19…-72 В или от сетевого адаптера ~220/~24 В;

·               потребляемая мощность: не более 11 Вт.

 

Конструктивное исполнение (зависит от модификации):

·               пластмассовый корпус 224×200 × 73 мм;

·               без корпуса, для монтажа в конструктив Р-22;

·               без корпуса, для монтажа в конструктив Р-510;

·               металлический корпус высотой 2U для монтажа в стойку 19«.

Типовые приложения:

1.           В режиме вставки/извлечения ГМ-2 позволяет передавать пользовательские данные в потоке существующего Е1.

2.           ГМ- 2 с установленным модулем ГМ-2-SHDSL позволяет передавать данные E1, синхронных интерфейсов УПИ-2 и Ethernet по каналу SHDSL.

First-mult

Гибкий мультиплексор Т-130

Назначение и функциональные возможности

Гибкий мультиплексор Т-130 предназначен для передачи речи и цифровых данных. Режимы работы мультиплексора:

·         терминальный мультиплексор;

·         мультиплексор ввода-вывода с кросс-коммутацией каналов. Т-130 обеспечивает организацию:

·         соединительных линий между всеми типами АТС и АМТС;

·         цифровых каналов и доступ к цифровым сетям;

·         удаленных абонентских линий. Имеет встроенную гибкую систему контроля за работой, которая позволяет:

·         устанавливать необходимые режимы работы;

·         производить проверку отказавших плат и локализовать причину неисправности;

·         применять различные системы вывода сигнализации (автономная индикация, интерфейс УСО, локальный мониторинг по интерфейсу RS-232, сетевой мониторинг по интерфейсу ETHERNET (SNMP-агент)). Возможна поддержка мультиплексором следующих линейных интерфейсов:

·         оптического линейного тракта 2 Мбит/с;

·         линейного тракта 2 Мбит/с с кодированием HDB-3, AMI.

Особенности

·         гибкая модульная структура;

·         широкий выбор канальных интерфейсов;

·         возможность работы со всеми типами отечественных АТС без дополнительного оборудования;

·         применение БИС;

·         легкость монтажа и настройки;

·         встроенная система контроля и управления;

·         наличие интерфейса "УСО";

·         встроенный SNMP-агент;

·         простой русскоязычный интерфейс пользователя;

·         возможность тестирования плат и локализации неисправности;

·         монтаж в любую стойку (19", СКУ-01).

Возможные среды передачи

·         сети SDH и PDH (канал Е1 2 Мбит/с),

·         тракты HDSL,

·         волоконно-оптические линии,

·         радиорелейные линии

 

Примеры использования

 

Мультиплексор ввода-вывода

 

First-mult-img1

 

Вынос абонентской емкости

First-mult-img2

Организация цифровых каналов для соединения компьютерных сетей

First-mult-img3

Организация межстанционной связи между АТС декадно-шаговых и координатных систем без применения различных типов РСЛ (реле соединительных линий)

First-mult-img4

Организация межстанционной связи между аналоговыми и цифровыми АТС

First-mult-img5

Подключение Т-130 к транспортной сети SDH

First-mult-img6

Функциональная схема

First-mult-img7

Технические данные

Общие параметры системы

Число аналоговых каналов

до 60 (до 240 с компрессией) (кодирование речи - в соответствии с Рек. МСЭ-Т G.711 или G.726)

Число цифровых каналов с интерфейсами V.35 G.703.1, RS-232

до 62

Электропитание (по выбору)

220 В ± 10 %, 50 Гц ± 5 % 60 В ± 5 % от -38 В до -72 В

Цифровой интерфейс G.703 2 Мбит/с
код передачи
входное сопротивление
синхронизация
допустимые потери на частоте 1,024 МГц
(без дополнительных линейных интерфейсов)

HDB-3 / AMI (в соответствии с Рек. МСЭ-Т G.703)
120 Ом
внутренняя, внешняя, от принимаемого потока
0,6 дБ

Сигнализация для аналоговых абонентов

по 16 КИ (G.704)

Джиттер

в соответствии с Рек. МСЭ-Т G.732, G. 736, G.823

Диапазон рабочих температур

от +5 о С до +50 о С

Режим работы

круглосуточный
(относительная влажность до 85% при температуре +30 о С)

Внешнее управление

от IBM PC компьютера (с минимальной конфигурацией 486 DX 66/4 Мбайт ОЗУ)
по RS-232/9,6 кбит/с,
через сетевое оборудование (модем, цифровой канал, маршрутизатор и т.д.)

Параметры канальных интерфейсов ВСУ, ИСУ

Количество каналов на плате

2 или 5

Вх/вых. сопротивление

600 Ом

Входные уровни

от -16 дБ до +4 дБ

Выходные уровни

от -13 дБ до +7 дБ

Остаточное затухание в канале

от 0 до -7 дБ

Неравномерность АЧХ в диапазоне
300 Гц ? 3400 Гц

от -0,8 дБ до +0,5 дБ

Набор номера

батарейными импульсами (или частотным кодом 2 из 6)

Параметры канальных интерфейсов ССУ, АСУ

Количество каналов на плате

2, 5 или 8 (с компрессией)

Вх/вых. сопротивление

600 Ом

Напряжение вызывного генератора

90 В

Ток питания микрофона

до 20 мА

Скорость импульсного набора

7?13 имп

Параметры канального интерфейса V.35

Количество каналов на плате

2

Электрические параметры цепей, их состав и протоколы обмена

в соответствии с Рек. МСЭ-Т G.797, V.28, V.35

Управление

ручное и программное от центрального процессора

Синхронизация

Внешняя и внутренняя

Скорость обмена

2 n х 64 кбит/с ? 1 Мбит/с

Параметры канального интерфейса RS-232

Электрические параметры цепей, их состав
и протоколы обмена

V.24/RS-232 на 9-контактный разъем

Управление

программное от центрального процессора

Синхронизация

внутренняя

Скорость обмена

1200, 2400, 4800, 9600, 19200, 38400, 57600 бит/с

Параметры канального интерфейса E&M

Количество телефонных каналов на плате

3 с сигнализацией E&M или 8 с компрессией без сигнализации

Входное и выходное сопротивления

600 Ом

В режиме четырехпроводного окончания
номинальный уровень на входе
номинальный уровень на выходе

-13 дБ
+4 дБ

-3,5 дБ
-3,5 дБ

В режиме двухпроводного окончания
номинальный уровень на входе
номинальный уровень на выходе

0 дБ
-7 дБ

Неравномерность АЧХ относительно номинального выходного уровня для цифро-аналогового или аналогово-цифрового режима

-0,9 дБ … +0,5 дБ

Шум в незанятом канале при НЧ входе, нагруженном на 600 Ом

-67 дБ

Параметры сигнального канала
количество сигнальных каналов для каждого телефонного канала
параметры сигнала на входе
параметры сигнала на выходе
возможность подключения индуктивной нагрузки
искажение длительности передаваемых импульсов


2
0 или обрыв
номинальный ток 100 мА, номинальное напряжение <=100 В
есть
<=2,5 мс

 

Мультиплексор выпускается в трех вариантах конструктивного исполнения:

3u

3U - 435,8 х 131 х 215 мм,
482,6 х 131 х 215 мм (с элементами крепления к стойке 19"),
600 х 131 х 215 мм (с элементами крепления к стойке СКУ)

6u

6U - 435,8 х 264 х 215 мм,
482,6 х 264 х 215 мм (с элементами крепления к стойке 19"),
600 х 264 х 215 мм (с элементами крепления к стойке СКУ)

 

 

 

 

 

Структура первичного цифрового потока

 

 

На выходе первичной ЦТС получается первичный цифровой поток со скоростью передачи 2048 кбит/с. Первичный цифровой поток в данном случае является структурированным. 

Структурированный поток– поток, в котором можно выделить периодически повторяющиеся характерные структуры. Заметим, что в некоторых телекоммуникационных устройствах используются и неструктурированные первичные цифровые потоки.

Структура цифрового потока на выходе первичной ЦТС (ИКМ-30) показана ниже. Прежде всего, поток разделяется на сверхциклы передачи (СЦ), длительности которых равны двум миллисекундам. Сверхцикл объединяет 16 циклов передачи с нулевого (Ц0) по пятнадцатый (Ц15).

 

http://3ys.ru/images/lib/multipleksirovanie-tsifrovykh-potokov-i-peredacha/ca13356a366e7628768b77e857045bb3/18155a64bb7bd44008fb91d5d074bd2d.jpg

 

Структура первичного цифрового потока (2,048 Мбит/с):

ТсцТц, Т ки, Тр, Ти — длительности сверхцикла, цикла, канального интервала, разрядного интервала, импульса, соответственно

Длительность каждого цикла 125 мкс. Частота следования циклов составляет 1/(125×10-6) = 8×103 = 8 кГц. Поскольку в цикле передается одна кодовая комбинация каждого канала, частота следования циклов совпадает с частотой дискретизации канальных сигналов, которая также равна 8 кГц.

Цикл передачи содержит 32 канальных интервала с нулевого (КИ0) по тридцать первый (КИ31).

Каждый канальный интервал занимает восьмиразрядное кодовое слово (разряды с Р1 по Р8). Частота следования разрядных интервалов и, следовательно, битов информации в первичном потоке составляет 8×103×32×8 = 2048×103 бит/с (2,048 Мбит/с). В точке стыка сетевого тракта единицы передаются прямоугольными импульсами, занимающими половину разрядного (тактового) интервала, а нули -пробелами (отсутствием импульса в разрядном интервале).

В соответствии с рекомендацией МСЭ-Т G.704 существует четыре варианта структуры цикла первичного цифрового потока, которые имеют обозначения РСМ30, РСМ31, РСМ30С и РСМ31С.

Вариант РСМ30 является вариантом с канально-связанной (внутриканальной) сигнализацией. Именно такой вариант цикла используется в ЦТС.

Назначение тех или иных позиций этого варианта показано на рис. 1.4. В канальном интервале КИ0 в четных циклах передается цикловой синхросигнал (ЦС). Шесть позиций ЦС в нечетных циклах свободны (обычно на свободных позициях передаются «1»), на одной передается извещение на дальний конец о потере ЦС. Позиция ОЗ - передача результата проверки остаточного затухания, использовалась в ЦСП прежних выпусков. В канальном интервале КИ16 в цикле Ц0 передается сверхцикловой синхросигнал. В последующих циклах сверхцикла поочередно передаются сигналы управления и взаимодействия (СУВ) всех тридцати каналов ТЧ, для чего для каждого канала ТЧ организуются по два сигнальных канала СК1 и СК2. В Ц1 передаются СУВ 1-го и 16-го каналов ТЧ, в Ц2 — 2-го и 17-го и так далее. В Ц15 передаются СУВ 15-го и 30-го каналов ТЧ. Таким образом, в данном варианте канальные интервалы КИ0 и КИ16 являются служебными, а остальные 30 (КИ1 — КИ15 и КИ17 — КИ31) служат для организации информационных каналов (каналов ТЧ).

 

Канальный интервал КИ0

 

http://3ys.ru/images/lib/multipleksirovanie-tsifrovykh-potokov-i-peredacha/ca13356a366e7628768b77e857045bb3/b3aff83bc66257725266a2d140798d0e.jpg

 

Структура канальных интервалов КИ0 и КИ16 в цикле ИКМ-30: 

Ав. ЦС — потеря циклового синхросигнала; Ав. СЦС – потеря сверхциклового синхросигнала; ДИ - канал передачи дискретной информации; СК — сигнальный канал; ОЗ — сигнал контроля остаточного затухания; HP — биты, зарезервированные для нужд национальной сети

Вариант РСМ31 является вариантом с сигнализацией по любому каналу. В этом случае сигнальных каналов не образуют, а освободившийся канальный интервал КИ16 используется для организации цифрового канала со скоростью передачи 64 кбит/с (ОЦК), который может быть передан пользователю. Остальные позиции используются так же, как и в РСМ30. Деление потока на сверхциклы в этом варианте также отсутствует. Сигналы управления и взаимодействия при этом варианте передаются обычно по системе ОКС №7 (системе отдельного канала сигнализации). Для этой системы требуется выделение одного канала из пучка каналов данного направления. Такой способ передачи СУВ является наиболее современным.

Варианты РСМ30С и РСМ31С аналогичны рассмотренным, но в них предусматривается контроль появления ошибок посредством избыточного циклического кода CRC-4. В ЦТС, работающих по кабелям с металлическими жилами, такой контроль осуществляется непосредственно в линейном тракте. При использовании оптического кабеля, контроль появления ошибок в линейном тракте в ряде случаев невозможен, что и заставляет использовать контроль посредством кода CRC.

Контроль появления ошибок посредством кода CRC-4 осуществляется следующим образом. Шестнадцать циклов передачи первичного потока РСМ31С объединяются в сверхцикл, который должен начинаться с первого бита четного цикла. Очевидно, что циклы варианта РСМ30С в сверхцикл изначально объединены. Далее блок, состоящий из первых восьми циклов, делится по модулю два на образующий полином х4 + х + 1. Биты CRC-4 определяются как остаток от деления блока из восьми циклов (2048 бит) на полином и помещаются в следующий сверхцикл, как это показано в таблице

 

Таблица - Структура сверхцикла

 

http://3ys.ru/images/lib/multipleksirovanie-tsifrovykh-potokov-i-peredacha/ca13356a366e7628768b77e857045bb3/01fca031a48679a8a9bb5ba70c9efb4b.jpg

 

Например, результат вычислений по циклам 0...7 (рис. 1.5) помещается в биты С1...С4 циклов 0, 2, 4 и 6-го следующего сверхцикла. На приемном конце биты кода также вычисляются и сравниваются с принятыми. Несовпадение вычисленных и принятых битов свидетельствует об ошибке в принятом сигнале, извещение об этом передается на дальний конец в бите Е1. Аналогично, результаты вычислений по циклам 8... 15 передаются в битах С1...С4 циклов 8,10, 12 и 14-го, извещение об ошибках передается в бите Е2.

 

Структура цикла первичного цифрового сигнала

 

Тема 12-13

Темы 12-13 Синхронизация в цифровых системах передачи

 

1. Синхр= онизация в ЦСП= .. 1

1= .1 Принципы синхронизации в ЦСП.. 1

1= .2 Принципы построения устройств тактовой синхронизации. 2

1= .3 Выделение сигнала тактовой синхронизации. 4

1= .3.1 Схема пассивной фильтрации. <= /span>4

1= .3.2 Схема активной фильтрации. <= /span>4

1= .4 Система цикловой синхронизации, требования, классификация= . 4

1= .5 Принцип работы неадаптивного ПСС.. 4

1= .6 Принцип работы адаптивного ПСС.. 4

1= .7 Выбор структуры ЦСС. 4

1= .8 Выбор коэффициентов накопления. 4

1= .9 Система сверхцикловой синхронизации. 4

 

 

1.      =           Синхронизация в ЦСП

 

1.1      =      Принципы синхронизации в ЦСП<= /span><= o:p>

 

 

В ЦСП с ВРК и ИКМ правильное восстановление исходных сигналов на пр= иеме возможно только при синхронной и синфазной работе генераторного оборудовани= я на передающей и приемной станциях, следовательно, учитывая принципы формирован= ия цифрового группового сигнала, для нормальной работы должны быть обеспечены = следующие виды синхронизации - тактовая, цикловая (сверхцикловая), по кодовым группам= .

Тактовая синхронизация обеспечивает равенство скоростей обработки цифр= овых сигналов в устройствах ЦСП на пере= дающих и приемных станциях (в линейных и станционных регенераторах, кодеках и друг= их устройствах ЦСП, осуществляющих обработку сигнала с тактовой частотой). С этой целью на приемной стороне = из спектра принимаемого сигнала выделяется колебание тактовой частоты, которое управляет ГО приема, вырабатывающим необходимую сетку частот.

Цикловая синхронизация обеспечивает правильное разделение сигналов по = соответствующим каналам.

Сверхцикловая синхронизация обеспечивает на приеме правильное распределение= СУВ по соответствующим телефонным каналам.

Синхронизация по кодовым группам<= span style=3D'font-size:14.0pt'> обеспечивает правильное декодирование кодовых г= рупп цифрового сигнала. Совместима с цикловой СН. Цикловая СН в первичном цифровом потоке обеспечивает как правильное декодирование кодовых групп цифрового сигнала, так и распределение декодированных отсчето= в по соответствующим каналам в приемной части аппаратуры.

 

1.2      =      Принципы построения устройств тактов= ой синхронизации.

Устройства тактовой СН (УТС) обеспечивают синхро= нную работу ГО приемной и передающей частей ЦСП, при которой управляющие сигналы= ГО приема совпадают по частоте и времени с импульсной последовательностью линейного сигнала. Только в этом случае ГО приемной части будет вырабатывать управляющие импульсные последовательности полнос= тью совпадающие по частоте и по времени с соответствующими последовательностями= ГО передающей станции. Очевидно, что расхождение по частоте или во временном положении управляющих импульсных последовательностей на передаче и приеме приведет к нарушению самого принципа временного разделения каналов и, как следствие, к полному нарушению связи.

Основная задача УТС – исключить расхождение част= от ГО приема и передачи, или обеспечить минимально допустимую величину этого расхождения.

В АСП используются технические решения для обесп= ечения стабилизации частот ЗГ приемного и передающего оборудования. В ЦСП этот мет= од неприемлем.

Определим требуемую стабильность частоты ЗГ для = ЦСП на примере ПЦСП (fТ=3D2048 кГц), когда используется сигнал с 50% заполнением тактового интервала d=3DD<= span lang=3DEN-US style=3D'font-size:14.0pt;mso-ansi-language:EN-US'>fmax/fЗГ.

В преде= льном случае управляющий распределительный импульс может не совпадать с регистрируемым по временному положению на величину, ра= вную длительности одного импульса (Т/2). Этот случай соответствует несинхронной работе приемного и передающего оборудования.

 

 

Рисунок 1

 

При отклонени= и частот ЗГ в разные стороны на величину Dfmax от fЗГ возможное положение регистрируемого и управляющего импульсов должно отличат= ься на величину не более t<T/2=3D1/2fT.

Для каждого и= з ЗГ это отклонение не должно превышать t&l= t;T/4.

Предположим, = что в какой-то момент времени тактовые частоты приемного и передающего оборудован= ия синхронны. Пусть tH – время, за которое при данной нестабильности ЗГ будет достигнуто состояние несинхронности (1 час, что очень плохо). Соответ= ственно, уход частоты за время tH не дол= жен превысить T/4.

 

tH = d<T/4

 

Откуда = d=3D1/4fTtH= =3D1/4= ×2,048×106×= 3600=3D3,7×= 10-11

Такая относительная нестабильность частоты недостижима ни по техническим, ни по экономическим соображениям, следовательно, без УТС не обойтись.

Вывод, следую= щий из вышеприведенных рассуждений, заключается в том, что ГО приемной части ЦСП должно быть принудительно синхронизировано при помощи СТС, использующей вне= шний синхросигнал, передаваемый от ГО передающей части ЦСП.

Требования к = УТС

-       высокая точ= ность подстройки частоты и фазы управляющего сигнала ЗГ приемного оборудования;

-       малое время вхождения в СН;

-       сохранение состояния СН при кратковременных перерывах связи.

Тактовая СН осуществляется с помощью устройств ВТЧ, которые устанавливаются в том оборудовании, где осуществляется обработка сигнала с тактовой частотой.

Классификация методов тактовой СН.

-       по способу получения сигнала СН

-      устройства = с внешней СН, используется специальный синхросигнал. Усл= ожняется построение ГО и линейного тракта, точность установки фазы управляющего сигн= ала связана с нелинейными искажениями и неравномерностью частотных характеристик линейного тракта.

-      Подстройка = фазы управляющего сигнала под принимаемый сигнал:

-       по специаль= ным синхроимпульсам, однако это уменьшает пропускную способность тракта.

-       по элемента= м линейного сигнала.

-       по способу выделения сигнала тактовой частоты:

- пассивной фильтрации, для = которого характерна простота реализации, но присущи следующие недостатки:=

- быстрое пропадание тактовой частоты при переры= вах связи и длинных сериях пробелов.

- стабильность выделения тактовой частоты (точно= сть фазирования) зависит от длины серии нулей (характера кодовых комбинаций), скорости передачи, стабильности параметров фильтров.

-       активной фильтрации - с использованием устр= ойств ФАПЧ, отсутствуют недостатки предыдущего метода.

&nb= sp;

Система тактовой синхронизации включает в себя задающий генератор (ЗГ), входящий в состав ГО передающего оборудования оконечной станции (Пер) и вырабатывающий импульсную последовательность с тактовой частотой Fт, и устройства выделения тактовой частоты (ВТЧ), устанавливаемые в том оборудовании, где осуществляется обработка сигнала с частотой Fт: в линейных регенераторах (ЛР), приемном оборудовании (Пр) оконечной станции и др.

 

 

Рисунок 2

 

Сущность одного из наиболее распространенных мет= одов выделения тактовой частоты состоит в том, что из спектра группового цифрово= го сигнала с помощью ВТЧ, содержащего высокодобротные резонансные контуры, фил= ьтры – выделители или избирательные усилители, выделяется тактовая частота. Энергетический спектр случайной униполярной последовательности импульсов, т= . е. спектр униполярного цифрового сигнала, содержит как непрерывную G= Н(f), т= ак и дискретную СД(f) составляющую. При скважности следования импульсов равной 2, и показано, что с помощью фильтра выделителя можно выделить первую гармонику частоты следования импульсов, т е тактовую частоту Ft, являющуюся одной из составляющих дискретной части спектра.

 

Рисунок 3

 

Такой способ выделения тактовой частоты называет= ся способом пассивной фильтрации (или резонансным). Этот способ характеризуется простотой реализации ВТЧ, но имеет существенный недостаток - стабильность выделения тактовой частоты зависит от стабильности параметров фильтра-выделителя и структуры цифрового сигнала (при появлении длинных сер= ий нулей или кратковременных перерывах связи затрудняется процесс выделения тактовой частоты).

Перспективным, но более сложным, является способ тактовой синхронизации с применением устройств автоподстройки частоты генератора Fт приемного оборудования (способ активной фильтрации).

Нарушение хотя бы одного из видов синхронизации приводит к потере связи по всем каналам ЦСП.

При наличии тактовой, цикловой и сверхцикловой синхронизации на приеме временное положение циклов и сверхциклов, определяе= мое генераторным оборудованием приема, соответствует расположению на передаче, = т.е. не изменяется. При этом осуществляется правильное разделение информационных сигналов и СУВ по соответствующим телефонным каналам. Рассмотрим случаи нарушения цикловой и сверхцикловой синхронизации (при наличии тактовой).

При нарушении цикловой синхронизации границы цик= лов на приеме произвольно смещаются = по отношению к границам циклов группового сигнала, поступающего на вход приемн= ого оборудования. Это приводит к неправильному разделению канальных сигналов и = СУВ, т е. к потере связи по всем каналам. В частном случае (если временной сдвиг окажется кратным Тки) может произойти переадреса= ция информации, при которой на выход i-го канала будет поступать информация, относящая= ся к некоторому j-му каналу. Очевидно, что нарушение цикловой синхронизации неизбежно приведет к нарушению сверхциклов= ой синхронизации.

При нарушении сверхцикловой синхронизации, но сохранении тактовой и цикловой, границы циклов на приеме и передаче совпада= ют, но нарушается порядок счета циклов в сверхцикле, т. е на приеме смещаются г= раницы сверхцикла. Это приведет на приеме к неправильному распределению СУВ, перед= аваемых в определенном порядке в сверхцикле, между телефонными каналами Поскольку С= УВ представляет собой набор сигналов, управляющих работой приборов АТС (набор номера, ответ, отбой, разъединение и др ), нарушение сверхцикловой синхронизации также приведет к потере связи по в= сем каналам. В частных случаях могут быть установлены случайные соединения абон= ентов, разрушены ранее установленные связи и т. п.

Очевидно, что нарушение такт= овой синхронизации сделает невозможным установление цикловой и сверхцикловой синхронизации, так как обработка символов цифровою группового сигнала с частотой, отличной от тактовой Fт, п= риведет к недопустимому возрастанию числа ошибок.

 

1.3      =      Выделение сигнала тактовой синхрониз= ации<= o:p>

 

<= span style=3D'mso-list:Ignore'>1.3.1    Схема пассивной фильтрации<= o:p>

 

Самым распространенным способом пер= едачи синхронизирующего (хронирующего) сигнала в сист= емах тактовой синхронизации является способ передачи его в составе линейного сигнала.

Обычно хрониру= ющий сигнал – это спектральная составляющая тактовой частоты, содержащаяся в спе= ктре линейного сигнала или появляющаяся в нем после несложных нелинейных преобразований. Поэтому выделение этой спектральной составляющей из линейно= го сигнала (ЛС) является весьма распространенной операцией, которая осуществля= ется устройством, называемым выделителем составляющей тактовой частоты (ВТЧ). Выделитель составляющей тактовой частоты состоит в самом простом случае из преобразователя кода ПК (нелинейного преобразователя), полосового фильтра П= Ф и фазовращателя ФВ (линии задержки) и формирователя импульсной последовательности ФИ.

 

Рисунок 4 – Структурная = схема ВТЧ

 

Назначение ПК - преобразовать линей= ный код, если в нем отсутствует составляющая тактовой частоты. Например, квазитроичный код должен быть преобразован так, чтобы= все импульсы имели одну и ту же полярность, в двухуровневом коде с импульсами, затянутыми на тактовый интервал, должна быть осуществлена замена данных имп= ульсов на биимпульсы и так далее. На рис. а показаны прямоугольные импульсы квазитроичного кода на передаче и их форма на приеме после коррекции искажений, а на рис - форма этих импульс= ов на выходе преобразователя кода ПК. В состав ПК может входить ограничитель амплитуд, предназначенный для увеличения скважности принимаемых импульсов (рис.5,в). Увеличение скважности принимаемых импульсов приводит к увеличени= ю в сигнале спектральной составляющей тактовой частоты и надежности ее выделени= я.

 

Рисунок 5 – Форма сигнал= а в различных точках ВТЧ

 

Главным элементом ВТЧ является устр= ойство с узкой полосой пропускания, которое, собственно, и выделяет из спектра сиг= нала составляющую тактовой частоты. Обычно это полосовой фильтр ПФ (рис.г). Далее сигнал поступает на формирователь импул= ьсов ФИ, который формирует импульсную последовательность (р= ис), которая и используется для синхронизации генераторного оборудования приемной станции. Следует отметить, что ФИ характеризуется конечным порогом срабатывания Du, из-за че= го формируемые импульсы оказываются смещенными во времени на случайные величин= ы Dt. Случайное смещение значащих моментов импульсов на оси времени носит название джиттера (с частотой более 10 Гц) или <= span class=3DSpellE>вандера, если смещение происходит медле= нно (с частотой менее 10 Гц). Джиттер приводит к увели= чению числа ошибок на приеме, а вандер является источ= ником шумов дискретизации в каналах ЦСП. Очевидно, что эти временные или, иначе, фазовые отклонения пропорциональны величине Du порога срабатывания ФИ и обратно пропорциональны скорости убывания амплитуд переходного процесса, возникающего при появлении= в сигнале большого числа следующих друг за другом нулевых символов (большого пакета нулей). Скорость убывания амплитуд можно характеризовать периодом усреднения NCP фильтра, т.е. числом периодов отклика на единичный импульс, при котором амплитуда отклика убывает на порядок (на 20 дБ)

 

 

где f0-= средняя частота полосы пропускания ПФ (в данном случае равная тактовой частоте),

Df20 - половина полосы пропускания фильтра на уровне= -20 дБ.

Например, в системе ИКМ-480 тактовая частота равна 34368 кГц, а полоса пропускания ПФ ВТЧ на уровне -20 дБ составляет 17 кГц, что соответствует NCP =3D4000. Такие большие пакеты нулей в сигнале практически не встречаются, что гарантирует устойчивую работу ВТЧ. К сожалению, величина <= span class=3DSpellE>джиттера определяется не столько скоростью убывания амплитуды выделенного сигнала, а сколько величиной смещения частоты выделяе= мого сигнала относительно средней частоты полосы пропускания фильтра. При этом за счет несимметричного выделения фильтром полос непрерывного спектра, примыка= ющих к синхросигналу (см. рис. 3), последний приобретает квадратурную составляющ= ую, т.е. оказывается модулированным по фазе. Это смещение практически всегда им= еет место из-за изменения (в пределах допуска) частоты задающего генератора оборудования передачи. Поэтому полосу пропускания ПФ обычно выбирают относительно широкой; так, в системе ИКМ-480 допустимая абсолютная нестабильность тактовой частоты равна ±688 Гц, а полоса пропускания ПФ, как уже говорил= ось, составляет 17 кГц. Это на порядок больше величины, необходимой для захвата и удержания синхросигнала системой ФАПЧ ведомого генератора, смещение же такт= овой частоты в этом случае не приводит к заметному нарушению симметрии боковых полос.

Формируемая на выходе ВТЧ импульсная последовательность используется не только для синхронизации задающего генератора генераторного оборудования, но и для управления решающими устройствами регенераторов. В данном случае должна обеспечиваться возможнос= ть фазовой подстройки формируемой последовательности, т.е. ее сдвига в пределах тактового интервала. Это необходимо для того, чтобы решение о приеме импуль= сов сигнала принималось бы в тактовых точках, т.е. в моменты предполагае= мых максимумов принимаемых импульсов. Такая подстройка может осуществляться или посредством фазовращателя ФВ, или линии задержк= и ЛЗ.

 

<= span style=3D'mso-list:Ignore'>1.3.2    Схема активной фильтрации= <= o:p>

 

Учитывая то обстоятельство, что ЗГ может работат= ь в режиме внешнего управления частотой от ВТЧ на приеме, в схему ЗГ вводится ц= епь фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) как показано на рис. 6.

 

Рис. 6 – Функциональн= ая схема ЗГ с фазовой автоподстройкой частоты.

 

В состав ФАПЧ входят:

-  ФД – фазовый детектор, в котором сравнивается фа= за тактовой частоты, генерируемая ЗГ fтЗГ с фазой тактовой частоты с выхода ВТЧ fтВТЧ и вырабатывается электрический сигнал пропорциональный их разности UРАЗН.

-  ФНЧ – фильтр низкой частоты, выделяет разностный сигнал UРАЗН на выходе ФД.

-  УПТ – усилитель постоянного тока, формирующий ток управления IУПР частотой fтЗГ

Под воздействием IУПР тактовая частота ЗГ подстраивается под величину тактовой частоты на выходе = ВТЧ до тех пор, пока они не станут одинаковыми, при этом обеспечивается синхрон= ный и синфазный режим работы передающей и приемной частей аппаратуры первичной = ЦСП.

ФТП обеспечивает формирование прямоугольных импу= льсов с частотой следования, равной тактовой частоте <= span lang=3DEN-US style=3D'font-size:14.0pt;mso-ansi-language:EN-US'>fт и скважностью равной двум Q=3D2.

 

1.4      =      Система цикловой синхронизации, требования, классификация

 

Цикловая синхронизация обеспечивает правильное р= азделение сигналов на приеме по соответствующим каналам. Нарушение цикловой СН приводит к поступлению сигнала одного канала в прм<= /span> устройство другого канала. В ЦСП цикловая СН одновременно обеспечивает СН по кодовым группам.

Система цикловой СН - совокупность устройств, согласующих работу пр= д и прм станций с целью обеспечения правильного распределения информации (декодирования). (Назначение системы цикловой СН)<= o:p>

Цикловая СН основана на использовании избыточнос= ти группового сигнала. В зависимости от вида избыточности различают:

-       системы с искусственно введенной неинформационной избыточностью;

-       системы с использованием статистических свойств передаваемого сигнала (в СПДС при избыточном кодировании).

Треб= ования к системе цикловой СН:

-       обеспечение малого времени вхождения в СН при первоначальном включении и быстрого восстановления синхронизма при его нарушении. Это позволяет избежать искаже= ния информационных сигналов и сигналов управления. Время – единицы мс – на слух при передаче речевого сигнала не заметно, однако может блокироваться работа АТС при потере СУВ, что может привести к разъединению абонентов.

-       Высокая стабильность состояния циклового СН – схема не должна реагировать на одиноч= ные ошибки в СС, но д.б. чувствительна к выходу из состояния циклового СН; приемник синхросигнала до= лжен обладать высокой помехоустойчивостью;

-       обеспечение возможности обнаружения установления ложного СН.

-       число симво= лов синхросигнала и частота повторения должны быть минимально возможными (минимальная избыточность – минимальный объем служебной информации при зада= нном времени восстановления)

-       высокая надежность работы.

Эти требования носят противоречивый характер, по= этому приходится принимать компромиссные решения.

Время восстановления синхронизма должно быть мин= имальным (обычно не более нескольких миллисекунд), так как помимо того, что сбой синхронизма приводит к потере связи, т. е. к ухудшению качества передачи, возможны нарушения работы каналов передачи СУВ, что может, например, привес= ти к разъединению абонентов. Сокращение времени восстановления синхронизма в частности, может быть достигнуто за счет увеличения числа символов синхросигнала и частоты его повторения, но это неизбежно приведет либо к сокращению информационной части цикла передачи, либо к увеличению скорости передачи цифрового группового сигнала. Чаще всего используется многоразрядн= ый синхросигнал, все символы которого передаются в виде ед= иной синхрогруппы (сосредоточенный синхросигнал).

Когда речь идет о помехоустойчивости приемника синхросигнала, имеется в виду защита как от установления ложного синхронизма, так и от ложного выхода из состояния синхронизма. Это обеспечивает наибольшее среднее время между сбоями синхронизации и может быть достигнуто за счет принятия того или иного решен= ия после анализа ситуации в течение некоторого периода времени, а следовательно, приведет к возрастанию времени восстановления синхронизма.

Выбор способа цикловой СН – сложная техническая задача, от решения которой зависит выполнение требований по быстродействию,= надежности и экономичности всей системы в целом.

Цикловая синхронизация осуществляется следующим образом. На передающей станции в состав группового цифрового сигнала вводит= ся цикловой синхросигнал. ЦСС д. периодически повторяться на одних и тех же по= зициях в цикле группового ИКМ сигнала.

На приемной станции устанавливается приемник синхросигнала (ПСС), который выделяет цикловой синхросигнал из группового цифрового сигнала и тем самым определяет начало цикла передачи. Очевидно, ч= то цикловой синхросигнал должен обладать определенными отличительными признака= ми, в качестве которых используется заранее определенная и неизменная структура синхросигнала, а так же периодичность следования синхросигнала на определен= ных позициях цикла. Групповой цифровой сигнал в силу случайного характера информационных сигналов такими свойствами не обладает.

Цикловой СС классифицируется:<= /p>

-       &nb= sp;             по числу символов: - многосимвольный:

- односимвол= ьный

-       &nb= sp;             по структур= е и по распределению в цикле передачи:

-       &nb= sp;             многосимвольный:

-       сосредоточе= нный

-       рассредоточ= енный

-       &nb= sp;             односимвольный.

-       последовате= льность одноуровневых импульсов;

-       чередующющаяся последовательность импульсов.=

 

В настоящее время используются поисковые методы обеспечения цикловой СН, которые основаны на поиске СС путем последовательн= ого контроля позиций принимаемого ИКМ сигнала.

Поисковые методы классифицируются:

1.     по алгоритму поиска СС – по методу реализации последовательного контро= ля позиций СС

-       &nb= sp;  цикловой ин= тервал корректирования – длительность одного контрольного испытания позиций приним= аемого сигнала определяется длительностью цикла, переход к анализу следующих позиц= ий ИКМ сигнала осуществляется не чаще, чем раз в цикл.

-       &nb= sp;  подцикловой интервал корректирования– длительность одного контрольного испытания позиций принимаемого сигнала определяется длительностью подцикла, переход к анализу следующих позиций ИКМ сигнала осуществляется не чаще, чем раз в подцикл. Используется для поиска распределенного СС, длительность подцикла определяется расстоянием = между двумя соседними символами распределенной синхрогруппы.

-       &nb= sp;  со скользящ= им поиском - контрольное испытание по= зиций принимаемого сигнала осуществляется в течение периода тактовой частоты. В случае если СС не опознан, в течение следующего периода тактовой частоты осуществляется анализ принимаемого сигнала на соседних тактовых позициях.

2.  = по числу тактов сдвига при переходе к контролю следующих позиций прини= маемого сигнала

-       &nb= sp;  с одноразря= дным сдвигом – при переходе к испытанию следующих позиций принимаемого сигнала происходит сдвиг на 1 позицию такта.

-       &nb= sp;  с многоразр= ядным сдвигом - при переходе к испытанию следующих позиций принимаемого сигнала происходит сдвиг на 2 и более позиций.

3.  = по принципу действия ПСС:<= /b>

-       &nb= sp;  неадаптивны= е – емкость накопительных устройств соответствует предполагаемой вероятности ош= ибки в линейном тракте и не изменяется в процессе работы;

-       &nb= sp;  адаптивные – емкость накопительных устройств изменяется в соответствии с изменением вероятности ошибки.

 

 

Рисунок 7

 

Осно= вные параметры системы цикловой синхронизации:

-       время восст= ановления синхронизма – среднее время восстановления синхронизма состоит из:

-       среднего вр= емени поиска ЦСС – tП - времени от начала поиска до обнаружения первого истинного ЦСС;

-       среднего вр= емени заполнения накопителя по выходу из синхронизма tНВЫХ;

-       среднего вр= емени заполнения накопителя по входу в синхронизм tНВХ= - времени повторения истинного Ц= СС на одних и тех же позициях;

-       время удерж= ания состояния синхронизма.

 

Назначение ПСС:

-       обеспечение установления состояния синхронизма при включении аппаратуры;

-       контроль за состоянием синхронизма в рабочем режиме;<= /p>

-       обнаружение= сбоя СН и его восстановление синхронизма после каждого сбоя.

 

Основные узлы ПСС:

1.  Опознаватель – для выделения из группового ИКМ с= игнала кодовых групп, совпадающих по структуре с ЦСС.

2.  Анализатор – определяет соответствие моментов вр= емени прихода истинного синхросигнала и контрольного сигнала от ГО.

3.  Решающее устройство (РУ) – предназначено для:

-       определения состояния синхронизма,

-       определения момента выхода из состояния синхронизма,

-       управления работой ГО в режиме поиска СС.

 

Рисунок 8

 

В режиме поиска каждый импульс с выхода РУ устанавливает ГО так, что следующий цикловой импульс с ГО поступит на анализатор ровно через цикл.

В результате поиска последовательно анализируются импульсные позиции цикла.

Если b – количество импульсов ЦСС,

а – количество информационных импульсов в цикле,

N=3Da+b – количество импульсов в цикле.

Обнаружение на каких-либо информационных позициях цикла b–разрядной кодовой комбинации, совпадающей по структуре с = ЦСС, соответствует обнаружению ложного синхросигнала (ЛСС). В следующем цикле ан= ализ группового ИКМ сигнала начинается с той позиции, где в предшествующем цикле= был обнаружен ЛСС.

Рисунок 9

 

x – обнаружено в процессе поиска x ЛCC и до обнаружения истинног= о ЦСС проходит x циклов.

Поиск СС – процесс контроля импульсных позиций линейного сигнала с целью обнаружения СС. По результатам каждого контрольно= го испытания принимается решение о соответствии или нет импульсов линейного сигнала синхросигналу и, следовательно, о необходимости продолжения или прекращении поиска СС.

Состояние циклового синхронизма считается достиг= нутым при обнаружении кодовых групп ЦСС на одних и тех же позициях определенное количество раз подряд. =

r2Tц = =3D tНВХ - время накопления по входу в синхронизм – соответствует времени повторения Ц= СС на одних и тех же позициях.

Неадаптивный ПСС - = емкость накопительного устройства соответствует предполагаемой вероятности ошибок в линейном тракте. Время восстановления синхронизма складывается из:

tВ =3D tНВЫХ + tП + tНВХ

Недостатки неадаптивного ПСС:

-       увели= чение вероятности ошибки в линейном тракте требует увеличения времени накопления по выходу из синхронизма tНВЫХ, а так как оно не изменяется, то это приведет к уменьшению времени удержания синхронизма;

-       при уменьшении вероятности ошибки в линейном тракте возникает запас по времени восстановле= ния синхронизма;

-       следователь= но, не могут обеспечить оптимальное время восстановления СН при заданной помехоустойчивости;

-       характеризу= ется большим временем восстановления СН, так как процессы накопления и поиска СС осуществляются последовательно.

 

Адаптивный ПСС - процессы накопления по выходу из синхронизма и поиска СС осуществляются параллельно в блоках удержания СН и поиска СС. Независимая и параллельная работа этих блоков позволяет уменьшить время восстановлени= я СН.

 

 

1.5      =      Принцип работы неадаптивного = ПСС<= o:p>

 

Рассмотрим принципы работы н= еадаптивного ПСС со скользящим поиском и одноразрядным сдвигом.

Обеспечивает высокое быстродействие восстановлен= ия синхронизма при относительно простой схемной реализации.<= /p>

 

 

Рисунок 10

 

Основными узлами ПСС являются опознаватель, анализатор и решающее у= стройство.

Опознаватель содержит регистр сдвига, число ячеек в котором совпадает с числом символов в синхросигнале, и дешифратор (Дш), который настроен на дешифрацию синхросигн= ала заданной структуры. Как только в регистре сдвига, на вход которого поступает групповой цифровой сигнал, оказывается записанной кодовая комбинация, совпа= дающая по структуре с принятой структурой синхросигнала, на выходе опознавателя по= является импульс.

Анализатор с помощью контрольного сигнала, поступающего ГОпр, проверяет соответствие момента появления импульса на входе опознавателя ожидаемому моменту появления синхросигнала, т. е. осуществляется проверка по периоду следования и времени появления синхросигнала.

Появление импульса на выходе схемы запрета означ= ает отсутствие синхросигнала (сигнала с выхода Дш) в момент поступления контрольного импульса от ГОпр, а появление импульса на выходe схемы И означает совпадение по времени синхроси= гнала и контрольного сигнала от ГОпр.

Решающее устройство оценивает выходные сигналы анализатора по определенному критерию, принимает решение о наличии или отсутствии синхронизма и управляет работой ГОпр= в процессе вхождения в синхронизм. Решающее устройство содержит накопитель по= выходу из синхронизма и накопитель по входу в синхронизм, представляющие собой двоичные счетчики со сбросом.

Накопитель по входу в синхронизм, вход которого соединен с выходом схемы И1, обеспечивает защиту= ПСС от ложного вхождения в синхронизм в режиме поиска синхросигнала, когда на в= ход опознавателя поступают случайные комбинации цифрового типового сигнала, совпадающие по структуре с синхросигналом. Обычно емкость накопителя по вхо= ду в синхронизм составляет 2-3 разряда.

Накопитель по выходу из синхронизма, вход которо= го соединен с выходом схемы запрета анализатора, обеспечивает защиту ложного выхода из состояния синхронизма, когда из-за ошибок в линейном тракте или по другим причинам происходит кратковременное изменение структуры синхросигнал= а. Обычно емкость накопителя по выходу из синхронизма составляет 4-6 разрядов.=

Рабо= та приемника синхросигнала. <= /o:p>

1. Если система находится в режиме синхронизма, то= на выходе схемы И1 регулярно появляются импульсы, подтверждающие совпадение моментов поступления импульсов с выхода опознават= еля и контрольных импульсов от ГОпр, и накопитель по входу в синхронизм заполнен.

Накопитель по выходу из синхронизма опустошается= до нулевого состояния.

2. Импульсы на выходе опознавателя, соответствующие случайным комбинациям со структурой, аналогичной структуре синхросигнала (Л= СС), не совпадают по времени с контрольными импульсами от Г= опр и, следовательно, не участвуют в процессе накопления, и не влияют на работу ПСС.

3. При кратковременных искажениях СС (число циклов меньше r2)= на выходе опознавателя в нужный момент импульс не появится, в результате чего с выхода схемы НЕТ в накопитель по выходу из синхронизма поступит импульс. Однако следующий синхросигнал, совпадающий по врем= ени с контрольным сигналом от ГОпр запишет "1&= quot; в накопитель по входу в синхронизм, который заполнен. Этот импульс обнуляет первые r1-1 разряды накопителя по выходу из СН. Следовательно, кратковременные искажения СС не нарушают работу Гопр.

Схема остается в состоянии синхронизма.

Если накопитель по входу в синхронизм будет заполнен раньше накопит= еля по выходу из синхронизма, последний будет сбрасываться в исходное нулевое положение. Таким образом, обеспечивается защита от ложного выхода из синхронизма при кратковременных искажениях синхросигнала.=

4. В случае, если будут искажены r1 синхросигналов подряд, т. е. когда полностью заполнится накопитель по выходу из синхронизма, будет принято решение о вых= оде системы из состояния синхронизма.

При длительном нарушении синхронизма накопитель = по выходу из синхронизма оказывается заполненным и принимается решение о действительном выходе системы из состояния синхронизма. <= /p>

Начинается поиск нового состояния синхронизма. <= o:p>

В этом случае первый же импульс от опознавателя = через открытый элемент И2 переводит ГОпр и накопитель по входу в синхронизм в исходное нулевое состояние, а накопите= ль по выходу из синхронизма — в состояние, соответствующее (r2-1)-му импульсу, т. е. уменьшает его содержимое на 1= .

Если в следующем цикле моменты появления импульс= а на выходе опознавателя и импульса от ГОпр не совпа= дают (это означает, что синхрогруппа оказалась ложно= й), то вновь заполняется накопитель по выходу из синхронизма, открывается схема И<= span class=3DGramE>2 и очередной импульс от опознавателя вновь устанавлив= ает ГОпр и накопители в указанное ранее состояние. Таким образом, обеспечивается защита от ложного установления синхронизма.

Этот процесс продолжается до тех пор, пока на вы= ходе опознавателя не появляется импульс, соответствующий истинному синхросигналу= . В этом случае через r1 циклов заполняется накопи= тель по входу в синхронизм, сбрасывается в нулевое состояние накопитель по выход= у из синхронизма, схема И2 закрывается, т. е. устанавливается новое состояние синхронизма.

Из анализа работы ПСС следует, что процесс восстановления синхронизма содержит три последовательно выполняемых этапа:<= o:p>

-       &nb= sp;             обнаружение выхода из синхронизма,

-       &nb= sp;             поиск синхросигнала;

-       &nb= sp;             подтвержден= ие нового состояния синхронизма.

Соответственно время восстановления синхронизма состоит из времени заполнения накопителя по выходу из синхронизма, времени = поиска синхросигнала, времени заполнения накопителя по входу в синхронизм.

Недостатки рассмотренного способа построения ПСС заключаются в следующем.

1. Поиск синхросигнала начинается только после окончания процесса заполнения накопителя по выходу из синхронизма, что прив= одит к увеличению времени восстановления синхронизма.

2. Емкости накопителей по входу в синхронизма и по входу из синхронизма фиксирован= ы, что не позволяет добиваться оптимальных соотношений между временем восстановлен= ия синхронизма и помехоустойчивостью. Если вероятность ошибок в линейном тракте увеличивается (по сравнению с расчетной величиной), то время удержания сост= ояния синхронизма оказывается меньше требуемого. Однако при уменьшении вероятности ошибки возникает запас по времени удержания синхронизма, что свидетельствуе= т о необоснованном увеличении времени восстановления синхронизма.

Первый недостаток может быть устранен, если проц= ессы накопления по выходу из синхронизма и поиска синхросигнала осуществлять параллельно. Для этого схему ПСС необходимо дополнить схемой поиска синхрос= игнала, содержащей собственные анализатор и решающее устройство. Эта схема начинает работать при появлении первого же импульса на входе накопителя по выходу из синхронизма, т. е. не дожидаясь заполнения, и= осуществляет поиск нового состояния синхронизма. Генераторное оборудование будет сохраня= ть предыдущее состояние до тех пор, пока не будет зафиксировано новое состояние синхронизма.

Второй недостаток может быть устранен, если емко= сти накопителей (n1 и = п2) сде= лать величинами переменными, зависящими от вероятности ошибок в линейном тракте.= При понижении вероятности ошибок уменьшается емкость накопителя по выходу из си= нхронизма, а при увеличении вероятности ошибок уменьшается емкость накопителя по входу= в синхронизм. Такие приемники синхросигнала называются адаптивными и широко применяются в высокоскоростных отечественных ЦСП= .

Работа системы сверхцикловой синхронизации, как и работа системы цикловой синхронизации, основана на передаче сверхциклового синхросигнала (СЦС) в одном из циклов сверхцикла (обычно в Ц0). Работа приемника сверхциклового синхросигнала практически не отличается от работы приемника циклового синхросигнала. При этом приемник сверхциклового синхросигнала работает в несколько облегченном режиме, так как установление сверхциклового синхронизма осуществляется после установления синхронизации = по циклам, т. е. когда определены границы циклов.

Причины, вызывающие сбой цикловой синхронизации:=

-       выход из состояния синхронизма по тактовой частоте, что приводит к изменению длительности цикла (в цикле появляются или пропадают импульсы)

-       искажение циклового синхросигнала

-       сбой циклов= ой синхронизации в ЦСП более высокого порядка.

 

1.6      =      Принцип работы адаптивного = ПСС<= o:p>

 

Структурная схема.

 

Рисунок 11

 

Позволяет уменьшить время восстановления СН без ухудшения параметров работы ЦСП за счет параллельной работы цепей удержания СН и поиска СС. При = этом старое состояние СН удерживается до тех пор, пока не будет найдено новое, ч= то существенно повышает помехоустойчивость системы цикловой СН.

ПСС адаптивный к повышению вероятности о= шибки в тракте.

1.&nbnbsp;    В состоянии СН сигнал с выхода опознавателя совпадает по времени с контрольным сигналом от ГО. На выходе Н= ЕТ1 сигнал отсутствует, накопитель по = выходу из СН разряжен, следовательно, сигнал сброса на входе ГО (выходе И3) отсутствует.

Схема И1 формирует сигнал сброса накопителя по выходу из синхронизма в нулевое состояние при случайных искажениях СС.

В цепи поиска СС си= гнал с выхода опознавателя совпадает по времени с контрольным сигналом от ДЧ. На выходе И2 формируются сигналы, заполняющие накопитель по входу в СН.

2.     По первому же импульсу на входе накопителя по вы= ходу из синхронизма (искажении или отсутствии СС) начинается процесс поиска СС (= при сбое в приеме СС – импульс на выходе логического элемента НЕТ2). Процесс поиска осуществляется дополнительной цепью поиска СС. При этом ГОпр сохраняет предыдущее состояние СН до тех пор, по= ка не будет зафиксировано новое состояние СН.

3.     Работа цепи поиска СС.

В состоянии СН временные положения импульсных последовательностей от опознавателя и ДЧ – делителя частоты (коэффициент деления равен коэффициенту деления ГО) совпадают, накопитель по входу в СН – заполнен. И4 в закрытом состоянии удерживается триггером.

В этом случае ложные синхрогруппы, формирующиеся в групповом ИКМ сигнале, не приводят к сбросу ДЧ и не участву= ют в процессе накопления.

В этом случае через открытый элемент= НЕТ2 сигнал с ДЧ устанавливает ТГ в такое состояние (1 им= пульс на выходе И4), что при поступлении первой же группы, сходной с СС, сигнал от опознавателя через И4 устанавливае= т ДЧ в нулевое состояние, обнуляет состояние накопителя по входу в СН, а триггер в исходное состояние.

Новый контрольный импульс будет выработан ДЧ ровно через цикл.

При r1 следующих подряд искажениях СС накопитель по выходу из СН заполняется и вырабатывает разрешающий сигнал на вх= оде И3. Однако если к этому времени накопитель по входу в СН не заполнен, то обнуления ГО не происходит, что равносильно увеличению емкости накопителя по выходу из СН. Т.к. вероятность формирования 2х ложных синхросигналов на одн= их позициях мала, то вероятность сбоя синхронизма даже при длительных искажени= ях синхросигнала мала.

При обнаружении истинного СС накопит= ель по входу в СН заполняется и вырабатывает разрешающий сигнал на входе логического элемента И3. Если к этому времени накопитель по выходу из СН заполнен, то сигнал с ДЧ устанавливает ГО в нулевое состояние.

 

 

1.7      =      Выбор структуры ЦСС.<= o:p>

 

Синхросигнал принимается в процессе установления цикловой СН.

Количество информации, необходимое д= ля установления состояния СН определяется методами теории информации.

Цикл – совокупность последовательных временных позиций сигнала, где каждая позиция служит для передачи одного символа сообщения или символа компонентного потока.

В состав цикла в общем случае входят= :

-      =     цикловой СС;

-      =     каналы передачи данных;

-      =     служебные символы,

-      =     информационные символы.

Процесс установления синхронизации начинается с i-ой позиции цикла с вероятностью р= . Если предположить, что перв= ой позицией при начале процесса поиска с равной вероятностью может быть любая позиция цикла принимаемого сигнала с 1 по N (N – количество импульсов в цикле), то неопределенность сведений о синхронизации оценивается выражением:

,

 

следовательно, для установления синхронизации по циклам в системе необходимо b= ³log2N бит информации (символов синхросигна= ла).

В ПСС со скользящим поиском и одноразрядным сдвигом на каждом этапе контроля проверяется -1 символ, участвовавший в предыдущем испытании и один дополнительный (в= сего символов).<= /p>

Т.о= . результат последующего испытания зависит от предыдущего, а время восстановления синхронизма (время поиска синхросигнала) будет определяться выбором структу= ры СС.

Оптимальная структура СС – такая комбинация символов, которая при фиксированной длительности цикла обеспечив= ает минимальное время поиска СС и, соответственно, время восстановления синхронизма.

При равной вероятности формирования = 0 и 1 в групповом цифровом сигнале р(0)=3Dр(1)=3D0,5, вероятность формирования кодовых групп определенной структуры одинакова и р= авна рb. Следовательно, одинаково и их сред= нее количество на рассматриваемом отрезке группового цифрового сигнала.

Однако среднее время поиска СС разли= чно при использовании в качестве СС кодовых групп различной структуры.

Кодовые группы различаются по количе= ству содержащихся в них критических точек.

Кодовая группа длиной символов имеет критическую точку по= сле тех первых j символов, которые совпадают (иденти= чны) последним j символам и расположены в том же порядке. Любая кодовая группа имеет хотя бы одну критическую точку после по= следнего символа.

 

11111

00000

Кодовая группа имеет b критических точек после каждого с= имвола. Группируются в пакеты наибольшей длительности, т.е= ., если сформирована кодовая группа с b критическими точками, то вероятность формирова= ния второй такой же кодовой группы непосредственно за первой – ½ независимо от длины b.=

10000

01111

Имеет 1 критическую точку после последнего символа. Группируются в пакеты наименьшей длительности, т.е., если сформирована кодовая группа с 1 критической точ= кой, то формирование второй такой же кодовой группы непосредственно за первой = может произойти не ранее чем через b символо= в с вероятностью (1/2)b

010= 101

b/2 критиче= ских точек на четных символах

101= 01

3 <= /i>критичес= кие точки

 

Среднее число импульсных позиций до формирования кодовых групп:

с b критическими точками

nb=3D2(2= -1)

с 1 критической точкой

n1=3D2

Следовательно, кодовые группы с критическими точками формирую= тся в групповом ИКМ сигнале значительно реже, чем кодовые группы с одной критической точкой.

Положим, что цикл состоит из = символов: = символов занимает цикловой синхроси= гнал, остальные a символов предназначены для передачи информационных сигналов, служе= бных сигналов и т.д.

В процессе поиска СС можно выделить = две ситуации:

1.      =           поиск осуществляется в зоне случайного сигнала. Зона случайного сигнала включает в себя a-b+1 импульс= ных позиций, на которых кодовые группы длиной b символов формируются без участия символов СС.

2.      =           поиск осуществляется в зоне синхросигнала. Зона синхросигнала – это зона, в котор= ой кодовая группа длиной b= символов формируется с использованием хотя бы одного символа синхросигнала. К этой з= оне относятся первые 2b= -1<= /i> символов.

При выборе структуры синхросигнала необходимо оценить суммарное среднее время поиска синхросигнала, которое складывается из среднего времени поиска синхросигнала в зоне случайного сиг= нала tПСЛ= и среднего времени поиска синхросигнала в зоне синхросигнала tПСС.

П=3D tПСЛ +ПСС

 

 

Синхросигнал, представляющий собой кодовую групп= у с одной критической точкой, не приводит к появлению ложной синхрогруппы в зоне синхросигнала, следовательно, время поиска t1псс определяется только длительностью зоны синхросигнала:

 

Числитель этого выражения учитывает b-1 б= ит, не относящиеся к синхросигналу, но расположенные в ЗСС, и b-1 б= ит самого синхросигнала без учета первого.

В случае кодовой комбинации с b критическими точками ситуация усложняется, т.к. время поиска будет зависеть также и от появления ложных синхрогрупп, что учитывается вторым слагаемым формулы:

 

 

Подводя итог, можно сказать, что для ЗСС оптимальной является струк= тура с одной критической точкой.

 

tПСС1< tПССb<= /span>

 

Теперь рассмотрим зону случайного сигнала. Среднее время поиска в з= оне случайного сигнала для синхросигнала с k критическими точками:

 

 

 

 

где dj – число символов от начала кодовой груп= пы до j<= /span>-ой критической точки;

k число крит= ических точек СС.

В формуле первое слагаемое определяет длительность зоны случайного сигнала, второе же введено для учета влияния ЛСС на время поиска.

Для случая с одной критической точкой время поиска в этой зоне имеет вид (k=3D1, d<= sub>i=3Db)

 

<= /o:p>

 

Для случая с b критическими точками учтем, что сумма членов геометрической прогрессии , , тогда время поиска в зоне случайного сигнала имеет вид:=

 =

 =

 =

Можно увидеть, что время поиска в зоне случайного сигнала меньше для случая синхросигнала с b критическими точками.

 

tПСС1> tПССb<= /span>

 

Подводя итог, можно сказать, что оптимальной структуры синхросигнал= а не существует.

Общее время поиска определяется как:<= /span>

 =

для СС с 1 критической точкой

 =

 =

с b критическими точками<= /p>

 

= <= span style=3D'mso-tab-count:1'>

 =

 =

 =

Т.о время вхождения в СН зависит от соотношения м= ежду количеством информационных символов и символов СС.

Например, при ТЦ=3D125 мкс, а=3D1048, в=3D8

С одной критической точкой tП= =3D625 мкс 5 циклов

С b критичес= кими точками tП=3D775 мкс 6,2 цикла=

Зная среднее время поиска t= п, время накопления по входу в состояние синхронизма t<= /span>нвх и время накопление по выходу из состоя= ния синхронизма tнвых, можно легко определить время восстано= вления состояния синхронизма для неадаптивного приемника синхросигнала:=

 

= На рисунке показана зависимость среднего времени поиска СС, выраженная в количестве циклов, от количества символов в цикле (от длительности цикла) п= ри использовании кодовых групп различной длительности b с одной и b критическими точками. Анализируя графики, можно сделать следующие выводы:

- увеличивая количество символов СС при постоянн= ом а можно уменьшить время поиска СС, однако увеличивается неинформационная избыточность;

- увеличивая количество символов СС b и количество символов в цикле при постоянной пропускной способности (а/b) можно уменьшить время поиска СС. Например = а=3D1000, b=3D6, tП= =3D16,8 цикла,

= а=3D1500, b=3D9, tП= =3D3,9 цикла.

Однако это ведет к усложнению ГО, увеличению буф= ерной памяти в БЦС и увеличению фазовых дрожаний при временном группообразовании.=

 

 

 = ;

<= span style=3D'mso-list:Ignore'>1.8&= nbsp;          Выбор коэффициентов накопления<= o:p>

 

При расчете коэффициентов накопления накопителей по выходу из состояния синхронизма и по входу в состояние синхронизма воспользуемся выражением для определения среднего времени дости= жения первого успеха – повторения какого-либо события на одних и тех же позициях = раз подряд

 

 

Накопители по входу и выходу из СН являются решающими устройствами, определяющими моменты перехода соответстве= нно от режима поиска к режиму удержания и от режима удержания к режиму поиска.

В режиме удержания СН решение о пере= ходе к режиму поиска принимается при отсутствии циклового СС на анализируемых позициях. Отсутствие СС может объясняться:

-   сбоем тактовой СН;

-   искажением= СС под действием помех;

-   сбоем цикл= ового СН в ЦСП более высокого порядка.

Уменьшение вероятности ошибочного решения о потере СН связано в увеличением емкости накопителя по выходу из состояния СН, но это увеличивает время восстановления СН, так как требует отсутствия СС на анализируемых позициях = 1 раз подряд.

При расчете емкости 1 накопителя по выходу из СН необходимо определи= ть минимальное значение, при котором можно не считаться с вероятностью ложного сбоя состоя= ния циклового синхронизма.

При этом необходимо, чтобы вероятнос= ть сбоя циклового синхронизма была на два-три порядка меньше допустимой вероятности ошибки в линейном тракте.

При выполнении этого условия коэффиц= иент накопления накопителя по выходу из синхронизма для вторичного цифрового сиг= нала должен быть не менее, чем:

 

=

 =

где рош – наибольшая допустимая вероятнос= ть ошибочного приема одного символа, заданная в ТЗ;

ТЦ2= – длительность цикла вторичного цифрового сигна= ла;

b – количество символов в ЦСС ВЦС;

tB(2)время восстановления состоя= ния синхронизма для ВЦС.

 

1.9<= span style=3D'font:7.0pt "Times New Roman"'>      =      С= истема сверхцикловой синхронизации.

 

 

Наконец, обра= тимся к такому виду синхронизации в ЦСП, как сверхцикловая синхронизация (СЦСН). = Введение ее связано с передачей в составе цифрового потока сигналов управления и взаимодействия (СУВ), которыми обмениваются АТС. Такие сигналы содержат информацию о вызове и отбое абонента, о его номере и т.д. Для правильного распределения СУВ между АТС и была введена система СЦСН. Сверхцикловая синх= ронизация, как и цикловая, организуется путем введения в информационный поток сигнала = СЦСН – многосимвольной сосредоточенной кодовой группы определенной структуры. Для этого используется один из циклов передачи. Раб= ота приемника сверхциклового синхросигнала практически ничем не отличается от работы приемника циклового синхросигнала, только установка сверхцикловой синхронизации начинается после установки цикловой. Если произошло нарушение только сверхцикловой синхронизации, то ее поиск начинается после пропадания двух сверхцикловых синхрогрупп подряд.

Сверхцикловая синхронизация организуется также п= ри процедурах мониторинга параметров каналов и трактов.

 

Тема 14

Первичная сеть (в последнее время ее часто называют транспортной) – это совокупность типовых физических цепей, типовых каналов передачи и сетевых трактов, образованная на базе сетевых узлов, сетевых станций, оконечных устройств первичной сети и соединяющих их линий передачи. Современные первичные сети связи строятся на основе технологий цифровой передачи и коммутации и используют в качестве направляющих сред электрический и оптический кабели и радиолинии.

Цифровые системы передачи являются одной из основ сетей связи. На сегодняшний день на первичной сети связи Республики Беларусь используются системы передачи синхронной (СЦИ) и плезиохронной (ПЦИ) цифровых иерархий.

Развитие схем асинхронного мультиплексирования привело к возникновению трех цифровых иерархий (американской, японской и европейской) с разными уровнями стандартизированных скоростей передачи, приведенными в табл.1. Указанные иерархии известны под общим названием плезиохронная цифровая иерархия.

Таблица 1

Уровень цифровой иерархии

Американская

Японская

Европейская

Количество объединяемых потоков / условное обозначение

Скорость передачи, кбит/с

Количество объединяемых потоков / условное обозначение

Скорость передачи, кбит/с

Количество объединяемых потоков / условное обозначение

Скорость передачи, кбит/с

0

1 / Е0

64

1 / Е0

64

1 / DS0

64

1

24 / Е11

1544

24 / Е11

1544

30 / E12

2048

2

4 / Е21

6312

4 / Е21

6312

4 / E22

8448

3

7 / Е32

44736

5 / -

32064

4 / E31

34368

4

6

274176**

3 /-

97728

4 / E4

139264

5

 

 

4

397200**

4

564992**

** - не рекомендованы в качестве стандартных Комитетом по стандартизации МСЭ-Т.

 

Параллельное развитие трёх различных иерархий не могло способствовать развитию глобальных телекоммуникаций в мире в целом, поэтому Комитетом по стандартизации МСЭ-Т были приняты меры по их унификации и возможному объединению. В результате были стандартизированы три первых уровня американской иерархии, четыре уровня японской иерархии и четыре уровня европейской иерархии в качестве основных и указаны схемы кросс-мультиплексирования иерархий, при этом последние уровни первой, второй и третьей иерархий не были рекомендованы в качестве стандартных.

Дальнейшие работы по стандартизации в области цифрового группообразования в мировом масштабе привели к разработке схемы синхронной цифровой иерархии и оборудования с синхронным объединением цифровых потоков.

Обобщенная структурная схема цифровой системы, независимо от метода объединения компонентных потоков, представлена на рис.1 и содержит следующие функциональные блоки:

БАЦС – блок аналого-цифрового сопряжения, предназначенный для преобразования передаваемого аналогового сигнала в цифровой сигнал со стандартными характеристиками на передаче и обратного цифро-аналогового преобразования на приеме;

ОВГ – оборудование временного группообразования передачи (мультиплексор) и приема (демультиплексор), обеспечивающее синхронное или асинхронное объединение компонентных цифровых потоков в один групповой цифровой сигнал на передающей стороне и восстановление компонентных потоков при приеме. Объединение/разделение цифровых потоков может осуществляться в несколько этапов – уровней;

ОЛТ – оборудование линейного тракта передачи и приема, предназначенное для согласования параметров группового ИКМ сигнала с параметрами линии связи;

ЛС – линия связи, обеспечивающая передачу электромагнитных колебаний.

 

Рис.1

Общие принципы временного группообразования и характеристики групповых типовых сигналов при асинхронном объединении цифровых потоков являются предметом изучения.

 


Общие правила формирования групповых сигналов описаны в соответствующих рекомендациях МСЭ-Т. Рекомендации устанавливают длительности циклов, распределение тактовых интервалов в циклах для передачи информационных и служебных символов, определяют структуру цикловых синхросигналов и сигналов согласования скоростей.

 

Таблица 2.

Уровень иерархии

Скорость передачи, Мбит/с

Метод согласования скоростей

Рекомендация МСЭ-Т

Первичный (Е1)

2,048

Синхронное

 

Вторичный (Е2)

8,448

Положительное

 

Двустороннее

 

Третичный (Е3)

34,368

Положительное

G.751

Двустороннее

 

Четверичный (Е4)

139,298

Положительное

G.751

Двустороннее

G.754

 

Особое место среди цифровых потоков занимает первичный цифровой поток (Е1), получаемый путем синхронного объединения цифровых потоков со скоростью 64 кбит/с. Существует три основных варианта цикловой структуры Е1:

-           Неструктурированный цифровой поток, используется в сетях передачи данных и не имеет цикловой структуры, т.е. разделения на каналы.

-           Поток Е1 с цикловой структурой предусматривает разделение на 32 канала по 64 кбит/с в соответствии с Рек. G.704. В отечественной терминологии такой вариант потока Е1 получил название ИКМ-31. Он используется в некоторых системах передачи данных, некоторых приложениях ОКС7, ISDN, B-ISDN.

-           Поток Е1 с цикловой и сверхцикловой структурой. В отечественной терминологии такой вариант цикловой структуры Е1 получил название ИКМ-30. Подробно его структура описана ниже.

Первичный цифровой групповой сигнал имеет следующие характеристики:

- номинальная скорость передачи: 2048*[1±50·10-6] кбит/с;

- номинальная скорость передачи синхронно объединяемых цифровых сигналов соответствует номинальной скорости основного цифрового канала (ОЦК) и составляет 64 кбит/с;

- структура цикла первичного цифрового группового сигнала:

номинальная длительность цикла — 125 мкс;

число тактовых интервалов в цикле — 256;

число последовательных тактовых интервалов в цикле на каждый объединяемый сигнал — 8;

число последовательных канальных интервалов (КИ) в цикле—32, из них служебных—2, информационных—30;

номинальная длительность сверхцикла — 2 мс.

Цикл состоит из 32 канальных интервалов, нумерация канальных интервалов начинается с 0, последний КИ имеет номер 31. При формировании группового сигнала чередуются два типа циклов: цикл, содержащий цикловой синхросигнал, и цикл, не содержащий цикловой синхросигнал. Циклы отличаются использованием нулевого канального интервала КИ0, структура которого приведена в табл. 3.

 

Таблица 3

 

Номер позиции (разряда) КИ0

 

1

2

3

4

5

6

7

8

Цикл, содержащий цикловой синхросигнал (нечетный)

М

0

0

1

1

0

1

1

Цикл, не содержащий цикловой синхросигнал (четный)

М

1

А

1

1

В

1

1

 

М — разряд, используемый для организации системы контроля первичного группового тракта.

А—разряд, используемый для индикации аварийного состояния. При аварии (потере цикловой синхронизации) принимает значение 1. При отсутствии аварии передается 0.

В — разряд, используемый для специальных целей.

Канальные интервалы КИ 1…15 и КИ 17…31 предназначены для организации 30 телефонных каналов или ОЦК, пронумерованных числами 1—30. КИ16 может быть использован для передачи сигналов системы сигнализации (ИКМ-30) либо для организации ОЦК (ИКМ-31), тогда ОЦК, образованный в КИ16, нумеруется числом 31.

Для обеспечения передачи сигналов управления и взаимодействия между АТС организуется сверхцикл, состоящий из 16 циклов, которые нумеруются с 0 по 15. В КИ 16 передаются сверхцикловой синхросигнал (цикл 0) и информация о состоянии сигнальных каналов (циклы 1…15) в соответствии с табл. 4.

Таблица 4.

Цикл с составе сверхцикла

0

1

2

15

KИ16

0000 ХУХХ

АБВГ

АБВГ

АБВГ

АБВГ

 

АБВГ

АБВГ

 

 

канал 1

Канал 16

канал 2

канал 17

 

Канал 15

канал 30

0000 – сигнал сверхцикловой синхронизации;

АБВГ – биты, предназначенные для передачи сигнальной информации соответствующих телефонных каналов.

Х — резервный бит, если не используется, то имеет значение 1;

У — бит, используемый для индикации выхода из сверхциклового синхронизма: равен «1» при потере сверхцикловой синхронизации.

Передача потока Е1 с цикловой структурой ИКМ-30 имеет процедуру встроенной диагностики параметров ошибки. Для этой цели используются биты М в составе КИ0.

Процедура использует сверхцикловую структуру из 16 циклов, представленную в табл.5, и механизм расчета параметров ошибки по контрольному избыточному коду CRC-4 (полином х4+х+1). Принцип CRC-4 базируется на простом математическом расчете, производимом в каждом подцикле (CRC). Оборудование передачи Е1 производит расчет суммы CRC-4 текущего подцикла и включает результат расчета в соответствующие позиции следующего подцикла. Оборудование приема принимает сигнал подцикла CRC, производит аналогичный расчет суммы CRC-4 и сравнивает полученную сумму с переданной в следующем подцикле. Если две полученные суммы различаются, генерируется сигнал ошибки CRC-4.

Следует отметить, что CRC-4 является удобным методом контроля ошибок в процессе сервисного мониторинга при работающем канале, когда практически невозможно измерить реальные параметры ошибок по битам. Однако этот метод позволяет лишь качественно оценить количество битовых ошибок и при вероятности линейных ошибок не более 1*10-3 .

 

Таблица 5

Сверхцикл CRC

КИ0

позиции (разряды)

Подцикл

Цикл

1

2

3

4

5

6

7

8

 

 

Подцикл 1

(CRC)

1

С1

0

0

1

1

0

1

0

2

0

1

А

Р

С

В

Т

У

3

С2

0

0

1

1

0

1

0

4

0

1

А

Р

С

В

Т

У

5

С3

0

0

1

1

0

1

0

6

1

1

А

Р

С

В

Т

У

7

С4

0

0

1

1

0

1

0

8

0

1

А

Р

С

В

Т

У

 

 

Подцикл 2

(CRC)

1

С1

0

0

1

1

0

1

0

2

1

1

А

Р

С

В

Т

У

3

С2

0

0

1

1

0

1

0

4

1

1

А

Р

С

В

Т

У

5

С3

0

0

1

1

0

1

0

6

Е1

1

А

Р

С

В

Т

У

7

С4

0

0

1

1

0

1

0

8

Е2

1

А

Р

С

В

Т

У

 

Мониторинг по CRC производится в режиме реального времени непосредственно после установления циклового синхронизма. В этом случае устанавливается и цикловая синхронизация по CRC-4. При создании сверхцикловой структуры CRC не обязательно совпадение его со сверхциклом СУВ. Сигналом сверхцикловой синхронизации CRC-4 является кодовая группа 001011, передаваемая в первом разряде КИ0 четных циклов сверхцикла CRC. Биты С1…С4 предназначены для передачи результата расчета суммы CRC-4. Биты Е1, Е2 используются для сообщения оборудованию передачи об обнаружении ошибок CRC-4 в первом (бит Е1) подцикле и втором (бит Е2) подцикле СRC.

Цифровые потоки более высоких уровней плезиохронной иерархии формируются путем посимвольного объединенения компонентных потоков с использованием процедур согласования скоростей.

Рассмотрим структуру вторичного цифрового группового сигнала при положительном и двустороннем согласовании скоростей.

Независимо от метода согласования скоростей номинальная скорость передачи вторичного цифрового сигнала составляет 8448 (1±30· 10-6) кбит/с. Формируется вторичный цифровой поток путем посимвольного объединения четырех первичных цифровых потоков, имеющих номинальные скорости передачи 2048*(1±50· 10-6) кбит/с.

Структура цикла вторичного цифрового потока при положительном согласовании скоростей представлена в табл.6.

Таблица 6

Вид передаваемой информации в подцикле

Номер позиции

Номер подцикла

Цикловой синхросигнал 1111010000

1—10

Подцикл 1

Сигнал цифровой служебной связи

11

Сигнал вызова по цифровой служебной связи и обратного аварийного сигнала

12

Информационные символы компонентных потоков

13—212

Первые символы команд согласования скоростей, С2j

1—4

Подцикл 2

Информационные символы компонентных потоков

5—212

Вторые символы команд согласования скоростей, С2j

1—4

Подцикл 3

Информационные символы компонентных потоков

5—212

Третьи символы команд согласования скоростей, С3j

1—4

Подцикл 4

Биты выравнивания при положительном согласовании скоростей или информационные символы при отсутствии положительного согласования скоростей

5—8

Информационные символы компонентных потоков

9—212

 

Цикл содержит 848 позиций, что при скорости передачи 8,448 Мбит/с соответствует длительности цикла 100,38 мкс. Цикл разбит на четыре подцикла, в каждом из которых 212 позиций. Для передачи информационных битов компонентных потоков используется 824 позиции, т.е. по 206 позиций на один компонентный поток, что соответствует частоте считывания информации из буферной памяти 2052,2 кбит/с. Роль битов вставки при согласовании скоростей выполняют символы, расположенные на позициях 5…8 четвертого подцикла. При осуществлении процедуры согласования в компонентных потоках на соответствующих позициях (пятой для первого компонентного потока, шестой для второго, седьмой для третьего и восьмой для четвертого) передаются биты вставки. В этом случае в цикле группового сигнала передается 205 информационных бит соответствующего компонентного потока. Информация о том, имело ли место согласование скоростей передается командами согласования скоростей Сij , где i – номер команды согласования скоростей i=1…3, j – номер компонентного потока, j=1…4.

При двустороннем согласовании скоростей номинальная длительность цикла вторичного цифрового сигнала составляет 125 мкс. Цикл содержит 1056 тактовых интервалов, разбитых на 4 подцикла по 264 тактовых интервала в каждом. На каждый первичный цифровой сигнал в групповом сигнале отводится по 256 символов, что соответствует скорости считывания информационных символов из буферной памяти 2048 кбит/с, т.е. скорости записи и считывания информации при двустороннем согласовании скоростей равны.

Структура цикла представлена в табл.7

Таблица 7.

Вид передаваемой информации в подцикле

Номер позиции

Номер подцикла

Цикловой синхросигнал 11100110

1—8

Подцикл 1

Информационные символы компонентных потоков

9—264

Первые символы команд согласования скоростей, С2j

1—4

Подцикл 2

Сервисные позиции

5—8

Информационные символы компонентных потоков

9—264

Вторые символы команд согласования скоростей, С2j

1—4

Подцикл 3

Сервисные позиции

5—8

Информационные символы компонентных потоков

9—264

Третьи символы команд согласования скоростей, С3j

1—4

Подцикл 4

Информационные биты при отрицательном согласовании скоростей, S-j

5—8

Биты выравнивания при положительном согласовании скоростей или информационные символы при отсутствии положительного согласования скоростей, S+j

9—12

Информационные символы компонентных потоков

13—264

На позициях 1-4 во втором, третьем и четвертом подциклах передаются соответственно первые, вторые и третьи символы команд согласования скоростей. Позиции 5—8 второго подцикла предназначены для передачи символов цифровой служебной связи, основанной на принципе Δ-модуляции. В третьем подцикле позиция 5 используется для специальных целей, позиция 6 - для организации технологического канала с пропускной способностью 8 кбит/с, позиция 7 - для извещения о неисправности противоположного направления передачи (при аварии принимает значение 1), позиция 8 - для передачи сигнала вызова по цифровой служебной связи.

В четвертом подцикле позиции 5—8 предназначены для передачи информационных символов при отрицательном согласовании скоростей и сигналов о промежуточных значениях временных сдвигов и знаке предстоящего согласования при отсутствии отрицательного согласования скоростей. Позиции 9-12 предназначены для передачи битов вставки при положительном согласовании скоростей и информационных символов при отсутствии положительного согласования скоростей. Остальные 252 позиции (с 13 по 264) предназначены для передачи информационных символов.

При асинхронном объединении компонентных потоков в случае, если скорость компонентного потока меньше номинальной, следует вводить бит вставки на позиции S+j, как и при положительном согласовании скоростей. Если скорость компонентного потока больше номинальной, циклы компонентного потока не помещаются на соответствующих позициях цикла группового сигнала, то для передачи информационных символов используются дополнительные позиции S-j (соответствует случаю отрицательного согласования скоростей). Наличие положительного согласования скоростей передается повторением команды 111 на позициях цикла Сij в двух соседних циклах, наличие отрицательного согласования скоростей - повторением команды 000 на этих же позициях в двух соседних циклах. Информационные символы при согласовании скоростей вводятся или изымаются в цикле, следующем после цикла, в котором повторена команда 111 или 000. При отсутствии согласования скоростей используется чередование сигналов 111 и 000 в соседних циклах.

Проведем в качестве примера анализ структуры цикла вторичного цифрового потока при двустороннем согласовании скоростей. Учтем, что при приеме команд согласования скоростей должно обеспечиваться исправление одного ошибочно принятого символа, а среднее время поиска синхросигнала не превышало 1,0 мс.

В системе с двусторонним согласованием скоростей соотношение числа информационных и служебных символов в цикле передачи группового сигнала в пересчете на каждый компонентный поток в соответствии с ( ) составляет a1/ b1=2048/[(8448/4)-2048]=32/1. Отсюда находим nb1=4; na1=128; n(a1+b1)=132. Поскольку минимальное значение m=3, что соответствует случаю исправления одиночных ошибок, получаем nm=12.

Сигналы контроля могут передаваться на позициях, предназначенных для передачи информационных символов, формируемых при отрицательном согласовании скоростей (в моменты, когда отрицательное согласование скоростей не производится), поэтому dк=dи=4. Выбирая bс=dсл=dд=4, находим В=28(i=7), а A=7×4×32=896. Минимизируя число следующих подряд служебных символов и равномерно распределяя их между информационными символами, определим число импульсных позиций в цикле 132×7=924. Частота следования циклов 8448/924=9,1 кГц; частота следования групп 8448/132=64 кГц; частота следования служебных символов в расчёте на один входной поток 64×1=64 кГц; d = fсч - fсл - fз н = 2112 - 64 - 2048 = 0.

При такой структуре цикла среднее время поиска СС составляет 6,3 мс, что значительно превосходит требуемое значение. Поэтому необходимо увеличить длину СС. Увеличив на единицу значение i(i=8), получим b=8, B=32, A=1024. При этом число следующих подряд служебных символов, приходящихся на один цифровой поток, равно 2, что приводит к соответствующему возрастанию памяти ЗУ. Равномерно распределяя служебные символы, получаем структуру цикла передачи, соответствующую табл. 7. Число импульсных позиций в цикле составляет 1056; частота следования циклов 8448/1056=8 кГц; частота следования групп 8448/264=32 кГц; частота следования служебных символов в расчёте на один входной поток 32×2=64 кГц; d = fсч-fсл-fз н= 2112 - 64 - 2048 = 0; среднее время поиска синхросигнала 0,625 мс.

Третичный цифровой групповой сигнал имеет номинальную скорость передачи 34368*(1±20·[11] 10-6) кбит/с, формируется путем посимвольного объединения четырех вторичных цифровых сигналов с номинальными скоростями 8448 (1±30·[12]  10-6) кбит/с.

Структура цикла третичного цифрового потока при положительном согласовании скоростей представлена в табл.8.

Цикл содержит 1536 позиций, что при скорости передачи 34,368 Мбит/с соответствует длительности цикла 44,69 мкс. Цикл разбит на четыре подцикла, в каждом из которых 384 позиции. Для передачи информационных битов компонентных потоков используется 1512 позиций, т.е. по 378 позиций на один компонентный поток, что соответствует частоте считывания информации из буферной памяти 8,45775 кбит/с. Роль битов вставки при согласовании скоростей выполняют символы, расположенные на позициях 5…8 четвертого подцикла. При осуществлении процедуры согласования в компонентных потоках на соответствующих позициях (пятой для первого компонентного потока, шестой для второго, седьмой для третьего и восьмой для четвертого) передаются биты вставки. В этом случае в цикле группового сигнала передается 377 информационных бит соответствующего компонентного потока. Информация о том, имело ли место согласование скоростей передается командами согласования скоростей Сij , где i – номер команды согласования скоростей i=1…3, j – номер компонентного потока, j=1…4.

Таблица 8

Вид передаваемой информации в подцикле

Номер позиции

Номер подцикла

Цикловой синхросигнал 1111010000

1—10

Подцикл 1

Сигнал цифровой служебной связи

11

Сигнал вызова по цифровой служебной связи и обратного аварийного сигнала

12

Информационные символы компонентных потоков

13—384

Первые символы команд согласования скоростей, С1j

1—4

Подцикл 2

Информационные символы компонентных потоков

5—384

Вторые символы команд согласования скоростей, С2j

1—4

Подцикл 3

Информационные символы компонентных потоков

5—384

Третьи символы команд согласования скоростей, С3j

1—4

Подцикл 4

Биты выравнивания при положительном согласовании скоростей или информационные символы при отсутствии положительного согласования скоростей

5—8

Информационные символы компонентных потоков

9—384

 

При двустороннем согласовании скоростей номинальная длительность цикла третичного цифрового сигнала составляет 62,5 мкс. Цикл содержит 2148 тактовых интервалов, разбитых на 3 подцикла по 716 тактовых интервала в каждом. На каждый первичный цифровой сигнал в групповом сигнале отводится по 528 символов, что соответствует скорости считывания информационных символов из буферной памяти 8448 кбит/с, т.е. скорости записи и считывания информации при двустороннем согласовании скоростей равны.

Структура цикла представлена в табл.9.

В первом подцикле позиции 1—12 предназначены для передачи циклового синхросигнала вида 111110100000. Остальные 704 позиции (с 13 по 716) предназначены для передачи информационных символов.

Во втором подцикле позиции 1—4 предназначены для передачи первых символов команд согласовании скоростей. Позиции 5—6 предназначены для передачи символов цифровой служебной связи на основе Δ-модуляции. Позиция 7 предназначена для передачи обратного аварийного сигнала (например о потере синхронизма на противоположном конце). При аварии принимает значение 1. Позиция 8 предназначена для передачи сигнала вызова по цифровой служебной связи. При посылке вызова принимает вид периодической последовательности единиц и нулей; характер последовательности зависит от номера вызываемой станции. Позиции 9—12 предназначены для передачи вторых символов команд согласования скоростей. Остальные 704 позиции (с 13 по 716) предназначены для передачи информационных символов. В третьем подцикле позиции 1—4 предназначены для передачи третьих символов команд согласования скоростей. Позиция 5 используется для спе-циальных целей. Позиции 6—8 используются для организации технологических каналов с пропускной способностью 8 кбит/с. Позиции 9—12 предназначены для передачи информационных символов при отрицательном согласовании скоростей и сигналов о промежуточных значениях временных сдвигов и знаке предстоящего согласования скоростей при отсутствии отрицательного согласования скоростей. Позиции 13—16 предназначены для передачи битов вставки при положительном согласовании скоростей и информационных символов при отсутствии положительного согласования скоростей. Остальные 700 позиций (с 17 по 716) предназначены для передачи информационных символов.

 

Таблица 9

Вид передаваемой информации в подцикле

Номер позиции

Номер подцикла

Цикловой синхросигнал 111110100000

1—12

Подцикл 1

Информационные символы компонентных потоков

13—716

Первые символы команд согласования скоростей, С2j

1—4

Подцикл 2

Сигнал цифровой служебной связи

5—6

Обратный аварийный сигнал

7

Сигнал вызова по цифровой служебной связи

8

Вторые символы команд согласования скоростей, С2j

9—12

Информационные символы компонентных потоков

13—716

Третьи символы команд согласования скоростей, С3j

1—4

Подцикл 3

Для национальных целей

5—8

Информационные биты при отрицательном согласовании скоростей, S-j

9—12

Биты выравнивания при положительном согласовании скоростей или информационные символы при отсутствии положительного согласования скоростей, S+j

13—16

Информационные символы компонентных потоков

17—716

 

На позициях команд согласования скоростей для каждого вторичного цифрового сигнала передается или сигнал 111, или сигнал 000. При отсутствии согласования скоростей должно быть чередование сигналов 000 и 111 в соседних циклах. Наличие положительного согласования скоростей передается повторением команды 111 в двух соседних циклах, наличие отрицательного согласования скоростей— повторением команды 000 в двух соседних циклах. Информационные символы при согласовании скоростей вводятся или изымаются в цикле, следующем после цикла, в котором повторена команда 111 или 000.

Четверичный групповой цифровой сигнал, как при положительном, так и при двустороннем согласовании скоростей, имеет номинальную скорость 139264*(1±15·10-6) кбит/с. Формируется из четырех компонентных третичных цифровых сигналов с номинальными скоростями 34368*(1±20·10-6) кбит/с.

Структура цикла четверичного цифрового потока при положительном согласовании скоростей представлена в табл.10.

Таблица 10

Вид передаваемой информации в подцикле

Номер позиции

Номер подцикла

Цикловой синхросигнал 111110100000

1—12

Подцикл 1

Сигнал индикации аварии удаленного мультиплексора

13

Биты национального использования

14-16

Информационные символы компонентных потоков

17—488

Первые символы команд согласования скоростей, С1j

1—4

Подцикл 2

Информационные символы компонентных потоков

5—488

Вторые символы команд согласования скоростей, С2j

1—4

Подцикл 3

Информационные символы компонентных потоков

5—488

Третьи символы команд согласования скоростей, С2j

1—4

Подцикл 4

Информационные символы компонентных потоков

5—488

Четвертые символы команд согласования скоростей, С4j

1—4

Подцикл 5

Информационные символы компонентных потоков

5—488

Пятые символы команд согласования скоростей, С3j

1—4

Подцикл 6

Биты выравнивания при положительном согласовании скоростей или информационные символы при отсутствии положительного согласования скоростей

5—8

Информационные символы компонентных потоков

9—488

 

Цикл содержит 2928 позиций, что при скорости передачи 139,264 Мбит/с соответствует длительности цикла 21,025 мкс. Цикл разбит на шесть подциклов, в каждом из которых 488 позиций. Для передачи информационных битов компонентных потоков используется 2892 позиции, т.е. по 723 позиции на один компонентный поток, что соответствует частоте считывания информации из буферной памяти 34387,63 кбит/с. Роль битов вставки при согласовании скоростей выполняют символы, расположенные на позициях 5…8 шестого подцикла. При осуществлении процедуры согласования в компонентных потоках на соответствующих позициях (пятой для первого компонентного потока, шестой для второго, седьмой для третьего и восьмой для четвертого) передаются биты вставки. В этом случае в цикле группового сигнала передается 722 информационных бита соответствующего компонентного потока. Информация о том, имело ли место согласование скоростей, передается командами согласования скоростей Сij , где i – номер команды согласования скоростей i=1…3, j – номер компонентного потока, j=1…4. Наличие согласования передается командой 11111, отсутствие – 00000.

При двустороннем согласовании скоростей номинальная длительность цикла вторичного цифрового сигнала составляет 15,625 мкс. Цикл содержит 2176 тактовых интервалов, разбитых на 4 подцикла по 544 тактовых интервала в каждом. На каждый третичный цифровой сигнал в групповом сигнале отводится по 537 символов, что соответствует скорости считывания информационных символов из буферной памяти 34368 кбит/с, т.е. скорости записи и считывания информации при двустороннем согласовании скоростей равны.

Структура цикла представлена в табл.11.

Таблица 11

Вид передаваемой информации в подцикле

Номер позиции

Номер подцикла

Цикловой синхросигнал

1—10

 

Сигнал цифровой служебной связи

11

Сигнал вызова по цифровой служебной связи и обратного аварийного сигнала

12

Информационные символы компонентных потоков

13—544

Первые символы команд согласования скоростей

1—4

 

Информационные символы компонентных потоков

5—544

Вторые символы команд согласования скоростей

1—4

 

Информационные символы компонентных потоков

5—544

 

1—4

 

Для национальных целей

 

Информационные биты при отрицательном согласовании скоростей, S-j

5—8

 

 

Биты выравнивания при положительном согласовании скоростей или информационные символы при отсутствии положительного согласования скоростей, S+j

9—12

Информационные символы компонентных потоков

13—544

 

В первом подцикле позиции 1—10 предназначены для передачи циклового синхросигнала вида 1111010000. Позиция 11 предназначена для передачи символов цифровой служебной связи на основе Δ-модуляции. Позиция 12 предназначена для передачи сигнала вызова по цифровой служебной связи и передаче обратного аварийного сигнала. При посылке вызова принимает вид периодической последовательности единиц и нулей; характер последовательности зависит от номера вызываемой станции. Обратный аварийный сигнал передается комбинацией вида 1111.... Остальные позиции (с 13 по 544) предназначены для передачи информационных символов.

Позиции 1—4 предназначены второго, третьего и четвертого подциклов предназначены для передачи команд согласования скоростей.

В четвертом подцикле позиции 5—8 предназначены передачи информационных символов при отрицательном согласовании скоростей и сигналов о промежуточных значениях временных сдвигов и знаке предстоящего согласования скоростей при отсутствии отрицательного согласования скоростей. Позиции 9—12 предназначены для передачи битов вставки при положительном согласовании скоростей и информационных символов при отсутствии положительного согласования скоростей.

Позиции согласования скоростей для каждого третичного цифрового сигнала занимаются либо сигналом 111, либо сигналом 000.

При отсутствии согласования скоростей должно иметь место чepeдование сигналов 111 и 000 в соседних циклах. Наличие положительного согласования скоростей передается повторением команды 111 в двух соседних циклах, наличие отрицательного согласования скоростей — повторением команды 000 в двух соседних циклах. Информационные символы при согласовании скоростей вводятся или изымаются в цикле, следующем после цикла, в котором повторена команда 111 или 000.

 

3.2. Параметры сетевых стыков

 

В ЦСП не предусмотрено специальное оборудование для организации сетеых трактов. Групповой цифровой поток, сформированный на соответствующей ступени иерархии, направляется или на следующую ступень временного группообразования, или на оборудование линейного тракта. Точки соединения оборудования называют сетевыми стыками. Стыки цифровых каналов передачи и групповых трактов предназначены для соединения при организации транзитов, переключений, а также для подключения на их окончаниях источников и приемников сигналов аппаратуры первичной и вторичной сети и аппаратуры потребителей. Параметры сетевых стыков являются типовыми и определены Рек.G.703 и ГОСТ 26886-86.

Согласно ГОСТ 27763-83 на первичной сети связи используются следующие групповые сигналы: первичный цифровой групповой сигнал со скоростью передачи 2048 кбит/с – Е1; вторичный цифровой групповой сигнал со скоростью передачи 8448 кбит/с – Е2; третичный цифровой групповой сигнал со скоростью передачи 34368 кбит/с – Е3; четверичный цифровой групповой сигнал со скоростью передачи 139264 кбит/с – Е4.

Основные электрические характеристики этих сигналов в соответствии с Рек. G.703 представлены в табл.12

Таблица 12

Уровень

Е1

Е2

Е3

Е4

Количество ОЦК

30

120

480

1920

Номинальная скорость передачи, Мбит/с

2048*

*(1±50*10-6)

8448*

*(1±30*10-6)

34368*

*(1±20*10-6)

139264*

*(1±15*10-6)

Код стыка

HDB-3*

HDB-3*

HDB-3*

CMI**

Номинальная длительность импульса, нс***

244

59

14,55

3,59/7,18

Тип кабеля

Симметричный

Коаксиальный

Коаксиальный

Коаксиальный

Входное/выходное сопротивление, Ом

120

75

75

75

Номинальное пиковое напряжение импульса, В

±3

±2,37

±1

1 (размах)

Пиковое напряжение при отсутствии импульса, В

0±0,3

0±0,237

0±0,1

<0,05

Затухание стыковой цепи на полутактовой частоте, дБ

0…6

0…6

0…12

0…12

 

* используется код HDB-3 с 50% заполнением тактового интервала.

** код СМI - биимпульсный.

*** для кода HDB-3 номинальная длительность импульса соответствует половине тактового интервала.

 

Рис.11.

 

Форма импульсов для стыковых сигналов должна быть прямоугольной и укладываться в шаблон. Шаблон для сигналов Е1-Е3 приведен на рис. 11. Здесь же указаны нормированные параметры шаблона. Для сигнала Е4 в коде CMI (биимпульсном), шаблон и его временные характеристики приведены на рис.12.

Наряду с электрическими параметрами импульсов в Рек. G.703 нормируются параметры дрожания фазы.

 

Рис.12

Размах фазового дрожания на выходе оборудования временного группообразования соответствующего уровня иерархии, измеренный полосовым фильтром ПФ1 с граничными частотами f1 и f3 и спадом 20 дБ/дек и полосовым фильтром ПФ2 с граничными частотами f2 и f3 и спадом 20 дБ/дек, не должен превышать величин А1 и А2 (в единичных тактовых интервалах).

Граничные частоты измерительных фильтров и предельные значения фазовых дрожаний для различных уровней иерархии приведены в табл. **

 

Таблица **

Поток

f1

f2

f3

А1

А2

Е1

20 Гц

18 кГц

100 кГц

1,5

0,2

Е2

20 Гц

3 кГц

400 кГц

1,5

0,2

Е3

100 Гц

10 кГц

800 кГц

1,5

0,15

Е4

200 Гц

10 кГц

3500 кГц

1,5

0,075

 

Оборудование временного группообразования должно обеспечивать безошибочный прием сигнала, модулированного фазовым дрожанием по синусоидальному закону А/2*sin(2pft). Размах А должен быть не меньше величины, определяемой шаблоном, приведенным на рис.12.а., являющимся нижним пределом максимально допустимого входного дрожания и дрейфа фазы. Параметры допусков на дрожание и дрейф фазы на входе тракта, указанные на рис.12а, для различных цифровых уровней иерархии приведены в табл.***.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 


Рис.12а

 

Таблица ***

 

 

Цифровая скорость, кбит/с

Полный размах в единичных интервалах

 

Частота

А0

А1

А2

А3

f0, мкГц

f10, мГц

f9, Гц

f8, Гц

f1, Гц

f2, кГц

f3, кГц

f4, кГц

2048

36,9

1,5

0,2

18

12

4,88

0,01

1,667

20

2,4

18

100

8448

152

1,5

0,2

*

12

*

*

*

20

0,4

3

400

34368

618,6

1,5

0,15

*

*

*

*

*

100

1

10

800

139264

2506,6

1,5

0,075

*

*

*

*

*

200

0,5

10

3500

* - Значения изучаются.

 

2.     Системы передачи плезиохронной цифровой иерархии

 

Системы передачи ПЦИ выпускаются как предприятиями Республики Беларусь, так и странами ближнего и дальнего зарубежья. Одним из ведущих разработчиков и производителей аппаратуры ПЦИ в Республике Беларусь является совместное Белорусско-Британское предприятие ЗАО „ФАЙБЕРКОМС”, которое производит следующие виды аппаратуры:

1) Аппаратура цифровой волоконно-оптической системы связи ФК-35 (ИКМ-600). Предназначена для организации зоновых линий связи по одномодовым волоконным световодам (ВС) на длине волны 1,55 мкм или 1,3 мкм и городских линий связи по одномодовым и многомодовым волоконным световодам на длине волны 1,3 мкм (схема организации - двухволоконная приём-передача, одно-кабельная).

Конструктивно аппаратура ФК-35 выполнена на типовых стойках евростандарта.

В аппаратуре ФК-35 предусмотрен режим синхронизации линейного группового потока от внешнего источника с частотой 2048 Кбит/с. Это гарантирует высокое качество передаваемого по линии сигнала синхронизации, поскольку линейный сигнал системы ФК-35 не подвергается никаким процедурам выравнивания или преобразования скорости передачи. В каждом блоке предусмотрена возможность выдачи сигнала синхронизации на внешний интерфейс для подключения оборудования, которое используется в ведомом режиме.

Система ФК-35, может подключаться к программно-аппаратному комплексу централизованного обслуживания, который рассчитан на использование коммутируемой телефонной сети общего пользования и позволяет организовать контроль и управление разветвлённой сетью станций ФК-35, не связанных между собой оптическими линиями связи.

Возможен вариант размещения блоков системы ФК-35, когда обеспечивается передача/приём 20 потоков Е1. Каждый вторичный мультиплексор КМ-25 преобразует 4 потока Е1 во вторичный поток Е2 и по внутренней шине блока ЛОТ-40 направляет его на приёмопередатчик КОПП-35, который имеет 100%-й резерв. В табл.13 приведены основные технические характеристики аппаратуры ФК-35.

 

Таблица 13

Параметр

Значение

Максимальная длина переприёмного участка при длине волны 1,5 мкм/1,3 мкм

 

160 км/80 км

Скорость передачи линейного группового сигнала

68,736 Мбит/с

Максимальный собственный джиттер на выходе 2 Мбит/с, тактовых интервалов (е.и.)

0,05

Максимальная пропускная способность одной системы

20 потоков по 2 Мбит/с

Интерфейсный код стыка 2 Мбит/с

HDB-3

Возможность резервирования группового тракта

1+1

Возможность резервирования источника электропитания

1+1

Встроенный канал телефонной служебной связи

64 Кбит/с

Наличие входов для подключения внешних датчиков

4

Наличие стыков G, F, Q для подключения к системе управления

3

Возможность замены модулей:

- без отключения электропитания блока

- без отключения станционных кабелей

 

Имеется

Имеется

Габаритные размеры блока

440х350х250 мм

Количество полукомплектов системы ИКМ-600 в одном блоке

 

2

Максимальное количество блоков в стойке высотой 2600 мм

 

5

Номинальное напряжение электропитания

-60 В/-24 В

Мощность, потребляемая одним полукомплектом ИКМ-600

 

13 Вт

 

2) Аппаратура цифровой волоконно-оптической системы связи ФК-200 является синхронной системой передачи плезиохронной цифровой иерархии (СПЦИ) и предназначена для создания сетей различной топологии (точка-точка, цепь, двух или четырёх волоконное кольцо) любого размера и позволяет работать с современным оборудованием ИКМ и аппаратурой передачи данных. В этой системе объединены преимущества плезиохронных систем ПЦИ (мультиплексирование) с преимуществами синхронных систем SDH (управление, ввод-вывод компонентных потоков). Основные технические характеристики аппаратуры ФК-200 приведены в табл. 14.

 

Таблица 14

Параметр

Значение

Максимальная длина секции регенерации:

- без оптического усилителя

- с оптическим усилителем

 

90 км

170 км

Максимальная нагрузка на мультиплексор в защитном режиме:

79х2Мбит/с

19х8Мбит/с+3х2Мбит/с

4х34Мбит/с+15х2Мбит/с

1х140Мбит/с+15х2Мбит/с

Тип режима защиты по маршруту

1:1

Тип защищённого режима по линии

1+1

Количество линейных выходов

2 основных +2 резервных

Возможности неблокируемой кросс – коммутации

 

79х2Мбит/с

Контроль качества приёма агрегатных линейных сигналов

 

непрерывный

Контроль качества передачи по системе компонентных сигналов

 

непрерывный

Контроль соответствия фактической коммутации

 

непрерывный

Защита целостности двунаправленного потока при коммутации

 

автоматический

Типы используемой синхронизации:

- внешний таймер

- внутренний таймер

- компонентный сигнал

- линейный сигнал

Служебные и дополнительные каналы:

- служебная связь

- телеконтроль

- дополнительные

 

2х64Кбит/с

2х64Кбит/с

2х64Кбит/с

PC интерфейс F

RS232C/9600 б/с

Тип управляющей операционной системы

Windows-95

Габариты блока

485х450х280мм

Система связи ФК-200 строится на основе блоков линейных оптических терминалов вставки-выделения ЛОТ-80 и системы обслуживания и управления на базе персонального компьютера, размещенных в стойке группового преобразования.

Система ФК-200 обеспечивает защиту элементов на уровне оборудования с различными опциями выбора иерархической защиты сетевых услуг, автоматического восстановления сетевых услуг и выбора хронирующей системы, в результате чего значительно повышаются жизнеспособность и надежность сети.

В целях контроля качества услуг в системе ФК-200 используется непрерывный контроль ошибок линейного тракта и компонентных потоков. Для ускорения процесса поиска и устранения неисправностей система располагает соответствующей аппаратной поддержкой - возможностями установки различных шлейфов, а также подключения в компонентные потоки встроенных генераторов цифровых тестовых последовательностей и счётчиков ошибок.

Основным цифровым сигналом, подлежащим транспортировке в системе передачи, является первичный сигнал Е1 (2 Мбит/с). Для упрощения мультиплексирования таких сигналов, их ввода-вывода, коммутации и других процедур групповой линейный сигнал формируется с помощью двух ступеней преобразования: на первой - все плезиохронные потоки Е1 с помощью типового согласования скоростей преобразуются в синхронные потоки со скоростью 2112 Кбит/с, на второй - производится типовое посимвольное объединение этих потоков с одновременным преобразованием в линейный сигнал по коду 5В6В.

Использование встроенного тестового оборудования в комбинации с различным шлейфованием по маршруту передачи компонентного потока позволяет оперативно определять точки возникновения отклонений в работе сети связи, включающей не только оборудование ФК-200, но и сопряжённую с ним аппаратуру других типов.

Другим производителем ЦСП в Республике Беларусь является производственное объединение „ПРОМСВЯЗЬ”, которая изготавливает следующие виды аппаратуры:

1) Аппаратура уплотнения телефонных каналов ИКМ-15/30 «Оптика», предназначена для передачи цифровых потоков между АТС сельского типа по одномодовым или многомодовым волоконным световодам, позволяет уплотнять методом импульсно-кодовой модуляции 15 или 30 каналов тональной частоты (ТЧ).

Аппаратура ИКМ-15/30 «Оптика» соответствует рекомендациям МСЭ-Т G.703, G.704, G.712, G.723, G.735, G.823.

Аппаратура обеспечивает:

-       стык с различными типами аналоговых АТС;

-       работу в двух и четырех проводном режиме и автоматический транзит каналов ТЧ;

-       стык с цифровыми электронными АТС;

-       подключение абонентских соединительных линий к удаленным АТС.

Блок линейный оптический (БЛО) и регенератор линейный оптический (РЛО) могут применяться, как в составе ИКМ - 15/30 «Оптика», так и иметь самостоятельное применение при организации линейных трактов между цифровыми электронными АТС. Технические характеристики аппаратуры ИКМ-15/30 «Оптика» приведены в табл.15.

 

Таблица 15

Параметр

Значение

Электрический станционный стык:

- номинальная скорость передачи, Кбит/с

- код стыка

- сопротивление, Ом

 

1024, 2048

AMI, HDB3

120

Оптический линейный стык одномодовый/ многомодовый:

- номинальная скорость передачи, Кбит/с

- код стыка

- длина волны оптического излучения, мкм

- мощность оптического излучения, мкВт,

не менее

- энергетический потенциал, дБм, не менее

- расстояние передачи без регенерации при затухании в ВС 0,5 дБ/км, км

 

 

2048, 4096

CMI класса 1В2В

1,3

 

1500/50

45/35

 

до 90 / 70

Напряжение электропитания, В

-48 до -72

(с заземлением)

Масса БЛО, РЛО, кг, не более

7

Габаритные размеры БЛО, РЛО, см

237х297х235

 

2) Цифровая аппаратура гибкого мультиплексирования на 30 каналов ЦАГМ-30 «Клен-1» предназначена для передачи цифровых потоков Е1 между аналоговыми АТС городского и сельского типа и электронными АТС по металлическим и волоконно-оптическим кабелям (одномодовым и многомодовым).

Цифровая система включает:

блок согласующих устройств и мультиплексирование;

блок линейных интерфейсов, который имеет сменный линейный терминал, в зависимости от работы по электрическому кабелю, многомодовому или одномодовому оптическому волокну.

Перечень стыковых сигналов аппаратуры ЦАГМ-30 «Клен-1» приведен в табл.16.

Таблица 16

Параметр

Значение

Аппаратура обеспечивает компонентные стыки:

- аналоговый двух и четырех проводный

- аналоговый прямого абонента

- аналоговый

- цифровой сонаправленный

- линейный электрический стык

- агрегатный цифровой

- линейный оптический стык

 

 

 

на тональных частотах (ТЧ);

интерфейсы FXS,FXO;

E&M;

64 Кбит/с;

Е1;

2048 Кбит/с;

2048 Кбит/с

(одномодовый или многомодовый).

В странах СНГ по изготовлению ЦСП ПЦИ можно выделить Российское ОАО „МОРИОН”.

Это предприятие производит следующие виды оборудования:

1) Оборудование линейного тракта ОЛТ-025 предназначено для регенерации оптического сигнала и сопряжения электрического по рекомендации G.703 МСЭ-Т и оптического интерфейсов при передачи цифрового сигнала по волоконно-оптическому кабелю (ВОК). Основные технические характеристики аппаратуры приведены в табл.17.

 

Таблица 17

Параметр

Значение

Параметры цифровых стыков: 2048 Кбит/с

8448 Кбит/с

34368 Кбит/с

Соответствуют рекомендациям МСЭ-Т G.703 и G.823

Код в линии

CMI

Скорость передачи цифрового сигнала

64 Кбит/с

Тактовая частота сигнала

128 кГц

Тип оптического соединения

FC-PC

Напряжение внешнего источника питания

-60 В (от 36 до 72 В)

Потребляемая мощность при максимальном заполнении, не более

 

30 Вт/60 В

2) Оборудование вторичного временного группообразования ОВГ-25. Обеспечивает мультиплексирование первичных цифровых потоков со скоростью 2048 Кбит/с в групповой поток 8448 Кбит/с методом положительного согласования скоростей, и передачу группового сигнала по волоконно-оптическому кабелю. Имеет электрический стык 8 Мбит/с (Рек. G.703) для подключения к внутристанционному коаксиальному кабелю. Основные технические характеристики аппаратуры ОВГ-25 приведены в табл.18.

 

Таблица 18

Параметр

Значение

Структура цикла группового сигнала 8448 Кбит/с соответствует

 

Рек. G.742

Объединение/разделение

4 асинхронных потока

2,048 Мбит/с в 1 групповой поток 8,448 Мбит/с

Электрические стыки по рекомендациям МСЭ-Т

G.703, G.823, G.751

Метод сопряжения потоков

Положительное выравнивание скоростей

Оптический стык по рекомендации МСЭ-Т

G.956

Код оптического сигнала в линии

CMI

Потребляемая мощность от источника

-60 В на комплект

 

не более 5 Вт

Интерфейс по системе контроля и сигнализации

 

по РД

Затухание входных сигналов на скорости 2048 Кбит/с

 

6 дБ при 1024 кГц

Затухание входных сигналов на скорости 8448 Кбит/с

 

6 дБ при 4224 кГц

Количество комплектов в блоке

4

 

3) Оборудование третичного временного группообразования ОТГ-35. Предназначено для асинхронного объединения первичных цифровых потоков со скоростью передачи 2048 кбит/с в групповой третичной цифровой поток со скоростью передачи 34368 кбит/с методом положительного выравнивания скоростей. ОТГ-35 обеспечивает передачу группового сигнала по волоконно-оптическому кабелю, имеет электрический стык 34 Мбит/с G.703/8 для подключения к внтристанционному коаксиальному кабелю. Основные характеристики ОТГ-35 приведены в табл.19.

 

Таблица 19.

Параметр

Значение

Параметры цифровых стыков: 2048 Кбит/с

8448 Кбит/с

34368Кбит/с

Соответствуют рекомендациям МСЭ-Т G.703 и G.823

Код оптического сигнала в линии

CMI

Ток, потребляемый блоком ОТГ-35 при напряжении питания 60 В при установке дополнительного комплекта ОТГ-35

 

 

не более 0,5 А

Интерфейс по системе контроля и сигнализации

стык с УСО-01,

УСО-04

Габаритные размеры

595х238х223 мм

 

4) Трансмультиплексор ТМС-60 преобразует в стандартные цифровые потоки Е1 и обратно:

- до четырех вторичных групп по 60 каналов с частотным уплотнением в полосе 312-552 кГц;

- до 8 первичных групп по 12 каналов частотным уплотнением 60-108 кГц

- одну трехсот канальную группу в полосе 812 - 2044 кГц.

Основные технические характеристики ТМС-60 приведены в табл.20.

 

Таблица 20

Параметр

Значение

Внутренняя канальная емкость

2560 каналов

Интерфейс ИКМ

G.703 МСЭ-Т

Интерфейс локального управления

Ethernet, RS-485, RS-232

Интерфейс с частотным уплотнением

G.233 МСЭ-Т

Количество ИКМ трактов

до 32-х (960 каналов)

Линейная скорость

2048 Кбит/с

Линейный код

AMI,HDB-3, NRZ

Напряжение питание

36-72 В

Полоса частот:

60 - 108 кГц

312 - 552 кГц

812 - 2044 кГц

Потребляемая мощность

до 300 Вт

Рабочий диапазон частот АЦП

от 50 кГц до 5 МГц

Сопротивление аналоговой группы

75 Ом, 120 Ом, 135 Ом

Сопротивление линейного тракта

120 Ом (симм.)

Уровень передачи

от -45 дБ до -20 дБ

Уровень приема

от -40 дБ до 0 дБ

 

5) Многофункциональная каналообразующая аппаратура с возможностью гибкого мультиплексирования ОГМ-30. Предназначена для работы на телефонных сетях и обеспечивает трансляцию речевых сигналов, линейных сигналов и сигналов управления между аналоговой АТС и цифровой АТС (АМТС) с различной сигнализацией. Основные технические характеристики ОГМ-30 приведены в табл. 21.

 

Таблица 21

Параметр

Значение

Стык группового

сигнала 2048

Рекомендации МСЭ-Т

Битовая скорость

Линейный код

Входное сопротивление

G.703, G.704

2048 Кбит/с

HDB3 или AMI

120 Ом (симметр.)

Стык группового

сигнала 1024

Битовая скорость

Линейный код

Входное сопротивление

1024 Кбит/с

униполярный NRZ

120 Ом (симметр.)

Аналоговое окончание канала

Способ кодирования

Закон кодирования

Параметры канала

Режим работы

Частота дискретизации

G.711 рек. МСЭ-Т

А - закон МСЭ-Т

G.712 рек. МСЭ-Т

2-пров./4-пров.

8 кГц

Цифровое окончание канала

Сонаправленный стык

- рекомендация МСЭ-Т

- битовая скорость

Интерфейс V.24/V.28

- битовая скорость

 

Интерфейс V.35

- битовая скорость

 

Интерфейс Х.21

- битовая скорость

 

 

G.703

64 Кбит/с

 

06... 19,2 Кбит/с,

асинх., 64к/с синх.

 

nх64 Кбит/с,

n=1...31, синх.

 

nх64 Кбит/с,

n=1...31, синх.

Цифровой

Сигнальный

Канал

Канал общей

Сигнализации в КИ 16

 

Аналоговый сигнальный канал

Е&М,1VF,2Vf сигнализация, 3-х проводная (4-х, 7-ми проводная) батарейная сигнализация

 

Напряжение питания

Входное напряжение

Потребляемая мощность

-36 В... -72 В DC

не более 17 Вт

Габариты

Блок ОГМ - 11

Устанавливаемых плат

599х233х236 мм

170х170 мм

 

Аппаратура может применяться на сельских, городских, ведомственных, внутризоновых и магистральных сетях связи в качестве оконечного мультиплексора, мультиплексора ввода/вывода, кроссировочного мультиплексора.

Аналогичное оборудование ПЦИ наряду с ОАО „МОРИОН” выпускает компания „СУПЕРТЕЛ”, которая является разработчиком, изготовителем и поставщиком «под ключ» как законченных систем передачи, так и отдельных аппаратных комплексов, в частности:

- оборудование линейного тракта оконечных станций и промежуточных регенерационных пунктов на скорости 2; 8; 34 и 140 Мбит/с для организации междугородней, зоновой, городской, сельской и специальной систем связи с передачей как по волоконно-оптическому, так и электрическому кабелю.

- оборудование группообразования всех ступеней плезиохронной цифровой иерархии (ПЦИ) 2/8; 2/8/34; 34/140 Мбит/с;

- оптические линейные терминалы (ОЛТ), предназначены для оптоэлектронного преобразования, приёма и передачи по оптическому кабелю со скоростями: 2 Мбит/с - ОЛТ;

8 Мбит/с - ОЛТ и ОЛТ 2х4;

34 Мбит/с - ОЛТ34 и ОЛТ2х16;

140 Мбит/с - ОЛТ 140.

- мультиплексоры цифровые универсальные с оптическими и электрическими выходами, предназначены для мультиплексирования/ демультиплексирования, оптоэлектронного преобразования и передачи со скоростями: 8 Мбит/с – МЦО 2/8/34;

34 Мбит/с – МЦО 2/8/34;

140 Мбит/с – МЦО 34/140.

- мультиплексор первичный (МП), предназначен для аналого-цифрового преобразования мультиплексировния / демультиплексирования до 30 сигналов со стыками КТЧ; ОЦК; V.24; V.36 в групповой поток 2 Мбит/с.

- оборудование выделения каналов ОВК, предназначено для выделения из транзитного группового потока 2 Мбит/с до 15 каналов ТЧ и ОЦК и их аналого-цифрового преобразования.

Из стран дальнего зарубежья по изготовлению плезиохронных систем передач можно выделить Голландскую компанию „PHILIPS”. Эта компания производит следующие виды оборудования.

Система PLE2-34 представляет собой компактное и высокоэффективное плезиохронное мультиплексное и оптическое линейное оборудование со встроенными сервисными элементами на скорость передачи от 2 до 34 Мбит/с.

Гибкая модульная концепция оборудования, разработанная для операторов сетей общего пользования и частных сетей, позволяет создать выгодные с точки зрения затрат телекоммуникационные сети в соответствии с требованиями заказчиков и с возможностью расширения в случае необходимости.

Модульная конструкция и соответствие всех электрических интерфейсов входа и выхода рекомендациям МСЭ-Т G.703 обеспечивают гибкий выбор компоновки мультиплексоров и/или оптических линейных терминалов от первой до третьей степени иерархии.

В мультиплексных устройствах системы PLE2-34 используются технология положительного согласования скорости согласно МСЭ-Т G.742 или G.751. Плезиохронное оптическое линейное и мультиплексное оборудование PLE2-34 снабжено линейными терминалами различного выполнения, что позволяет его многостороннее использование. Основные технические характеристики PLE2-34 приведены в табл.22.

 

Таблица 22

Параметр

Значение

Электронный интерфейс:

- скорость передачи

- код

 

34,368 Мбит/с

HDB3

Оптический интерфейс:

- скорость передачи

- оптический разъём

- линейный код

- максимальная удельная мощность в диапазоне

- запас системы

- максимальная дисперсия

 

48,1152 Мбит/с

FC/PC

5В/6В+1В

1280... 1335 нм

4 дБ

1000 пс/нм

Интерфейсы для управления сетью:

-последовательный

-параллельный

Электропитание

От -19 до -75 В

Температурный режим

От -5 до +45 град.

Размер

393,3х443,6х257,7 мм

 

Система PLE2-140 представляет собой компактное и высокоэффективное плезиохронное оптическое и мультиплексное оборудование со встроенными сервисными элементами на скорость передачи от 2 до 140 Мбит/с.

Модульная конструкция и соответствие всех электрических интерфейсов входа и выхода рекомендациям МСЭ-Т G.703 обеспечивают гибкую конфигурацию системы с мультиплексорами и/или оптическими терминалами.

В мультиплексорах системы PLE2-140 применена техника положительного согласования скоростей передачи в соответствии с рекомендациями МСЭ-Т G.742 и G.751. Все интерфейсы на 2 Мбит/с, 34 Мбит/с и 140 Мбит/с соответствуют рекомендациям МСЭ-Т G.703.

Плезиохронная оптическая мультиплексная система снабжена различными линейными терминалами, что позволяет применять её во многих вариантах. Основные технические характеристики PLE2-140 приведены в табл.23

 

Таблица 23

Параметр

Значение

Электрические интерфейсы:

- линейный код на 34 Мбит/с

- линейный код на 140 Мбит/с

 

HDB3

CMI

Оптические интерфейсы:

- линейный код на 34 Мбит/с

- линейный код на 140 Мбит/с

 

5В/6В

скремблирование

Мультиплексоры

в соответствии с МСЭ-Т

G.742 и G.751

Интерфейсы управления сетью:

- серийные

- параллельные

Блок служебной связи:

- выборочная связь

- групповая связь

- конференц-связь

- коллективная связь

Электропитание

от -19 В до -75 В

Потребляемая мощность

около 80 Вт

Температурный режим

от -5 до +45 град.

Размеры

393,3х443,6х257,7 мм

 

Система линейного тракта LS34S/CX/OF обеспечивает передачу цифровых сигналов третичной ступени иерархии согласно рекомендациям МСЭ-Т. В качестве передающей среды могут использоваться высокочастотные кабели, коаксиальные и оптические кабели.

По системному интерфейсу оконечного линейного оборудования линейный тракт LS34S/CХ/ОF может подключаться к любому оборудованию, имеющему интерфейс 34Мбит/с согласно рекомендации G.703 МСЭ-Т. В семействе этой системы в таком же конструктивном исполнении предлагается мультиплексное оборудование для скоростей передачи два, восемь и 34 Мбит/с. Основные технические характеристики LS34S/CX/OF приведены в табл.24

 

Таблица 24

Параметр

Значение

Передающая среда:

- симметричный вч кабель;

- коаксиальный кабель;

- оптический кабель.

Системный интерфейс:

- скорость передачи группового

потока

- линейный код

 

 

34,368 Мбит/с

HDB3

Линейный интерфейс:

- скорость передачи

- линейный код

 

41,856 Мбит/с

HDB3

Система сервиса:

- контроль качества;

- аварийная сигнализация;

- оборудование служебной связи;

Электропитание:

- напряжение питания

- потребляемая мощность

 

19... 75 В

4,3 Вт

Габариты

600х300х2600 мм

 

Несмотря на большую номенклатуру выпускаемого оборудования и характерные для каждого оборудования особенности, следует отметить, что все оборудование выпускается с учётом рекомендаций МСЭ-Т и имеет ряд общих признаков. И хотя в современных условиях с системами передачи ПЦИ активно конкурируют системы передачи синхронной цифровой иерархии, однако оборудование ПЦИ продолжает эффективно использоваться на сетях связи как в РБ так и в мировом масштабе как эффективное средство доступа к сетям SDH.

 


 

3.     Литература

 

1.     Бытовая радиоэлектронная техника Энциклопедический справочник/ Под. ред. А.П. Ткаченко - Мн.:БелЭн,1995.- 832 с.

2.     Многоканальные системы передачи: Учебник для вузов/ Н.Н.Баева, В.Н.Гордиенко, С.А.Курицын и др.; Под ред. Н.Н.Баевой и В.Н.Гордиенко - М.: Радио и связь,1996.-с.

3.     Аппаратура ИКМ-30/ Голубев А.Н., Иванов Ю.П., Левин и др.; Под ред. Ю.П. Иванова и Л.С. Левина.- М.: Радио и связь, 1983.-183с.

4.     Бакланов И.Г. Технология измерений в современных телекоммуникациях. - М. Изд-во “ЭкоТрендз”,1997, 139с.

5.     Бакланов И.Г. Методы измерений в системах связи. - М.: “Эко-трендз”, 1999.

6.     Беллами Дж. Цифровая телефония. - М.: “Радио и связь”, 1986.

7.     Боккер П. ISDN. Цифровая сеть с инеграцией служб. Понятия, методы, системы. - М.: Радио и связь, 1991.

8.     Информационный бюллетень, январь. - Мн.: Отдел информационно- технического развития РО "Белтелеком", 2000.

9.     Сети. Журнал по компьютерным сетям и телекоммуникационным технологиям, №9 (42). - М.: “Информейшн компьютер энтерпрайз”, 1995.

10.            Синхронные сети передачи данных / Шварцман В.О. - М.: “Радио и связь”, 1988.

11.            Слепов Н.Н. Синхронные сети SDH. - М.: “Эко-трендз”, 1998.

12.            Цифровые и аналоговые системы передачи /Иванов В.И. - М.: “Радио и связь”, 1995.

13.            Гуревич В.Э. Импульсно-кодовая модуляция в многоканальной телефонной связи. – М.: “Связь”, 1973.


 [11]

 [12]

Тема 15

Тема 15

 

1. Системы передачи плезиохронной цифровой иерархии и сети на их основе. 2

2. Системы передачи на основе синхронной цифровой иерархии скоростей передачи и сети на их основе. 4

2.1. Достоинства систем передачи SDH.. 4

2.2. Транспортная система в сетях SDH.. 6

3. Информационные структуры и схема преобразований в транспортной системе SDH.. 9

3.1. Информационные структуры в SDH.. 9

3.2. Схема преобразований скоростей в SDH.. 9

3.3. Виртуальные контейнеры.. 14

3.4. Структура трактовых заголовков виртуальных контейнеров. 17

3.5. Процедура выравнивания в SDH.. 20

3.6. Компонентные блоки. 22

3.7. Административные блоки.. 24

3.8. Структура цикла STM-1. 26

3.9. Структура секционного заголовка STM-1 SOH.. 26

3.10. Структура цикла STM-N.. 29

3.11. Мультиплексирование при формировании STM-N.. 31

3.12. Вычисление BIP-N.. 32

3.13. Линейные тракты в сетях SDH.. 34

Таблица 8. 34

4. Применение систем SDH.. 34

4.1. Общие положения.. 34

Таблица 9. 36

4.2. Функциональные модули сетей SDH. 38

4.3. Топология сетей SDH.. 40

4.4. Методы защиты синхронных потоков. 46

5. Тактовая синхронизация сети SDH.. 48

5.1. Задачи системы тактовой синхронизации сети.. 48

5.2. Факторы, влияющие на передачу сигналов синхронизации 49

5.3. Режимы синхронизации оборудования SDH.. 50

5.4. Топология организации системы ТСС.. 51

 


 

1.       Особенности систем передачи плезиохронной цифровой иерархии.

 

Разработанные в свое время для обслуживания телефонных сетей системы передачи PDH имеют ряд особенностей, которые и определяют свойства ЦТС, построенной на их основе:

1.     Циклы сигналов PDH имеют малую избыточность. Они не обеспечивают возможность создания дополнительных служебных каналов для контроля качества передачи и управления сетью. Поэтому для организации на сетях PDH систем контроля, управления и обслуживания (типа ТMN) требуется создание специальных сетей передачи контрольных и управляющих сигналов, а также отдельной контрольной и управляющей аппаратуры и программного обеспечения (аппаратуры оперативного переключения различного уровня, устройств сбора и обработки служебной информации, устройств контроля качества цифровых трактов по показателям ошибок и др.).

2.     В условиях рыночной экономики появляется много поставщиков аппаратуры и сетевых операторов, взаимодействие которых на сети требует высокого уровня стандартизации аппаратуры и процедур эксплуатации - от обеспечения работы аппаратуры разных фирм в одном линейном тракте до взаимодействия зон разных операторов. В PDH нет стандартов на линейные сигналы, недостаточно глубоко нормированы дрожания и дрейф фазы сигналов. Аппаратура PDH в основном не имеет стандартных протоколов и интерфейсов обслуживания (они разработаны МСЭ-Т только в последние годы) и т. д. Введение новых стандартов в PDH запоздало, т. к. ведущие промышленные фирмы и администрации связи прекратили работы по этим вопросам. В последние годы не корректируются основные рекомендации по ЦСП PDH. Этот вопрос исключен из программы Сектора Стандартизации Электросвязи.

3.     В современных волоконно-оптических кабелях достижимы высокие (несколько Гбит/с) скорости передачи с одновременным удлинением секции регенерации до 100 км и более. Новые цифровые РРЛ также способны передавать цифровые потоки в несколько сот Мбит/с. Производительность (произведение скорости передачи на длину секции регенерации) таких линейных трактов превышает производительность цифровых трактов на кабелях с металлическими парами в 100 и более раз. Многие регенераторы можно совместить с сетевыми узлами и станциями. Однако получение высокоскоростных сигналов с помощью необходимой в PDH процедуры согласования скоростей объединяемых цифровых (компонентных) потоков, приводит к громоздким и малонадежным техническим решениям.

4.     Построение по принципу пошагового мультиплексирования затрудняет ввод/вывод цифровых потоков в промежуточных пунктах, т.к. для этого требуется многоступенчатое демультиплексирование группового сигнала.

5.     При нарушениях цикловой синхронизации относительно большое время тратится на многоступенчатое восстановление синхронизации компонентных цифровых потоков.

6.     Характеристики ЦСП различных PDH существенно различаются (они узко специализированны по структурам циклов, методам согласования скоростей, скоростям передачи и другим параметрам), что затрудняет создание глобальной сети, а также новых систем связи. Наличие различных вариантов иерархий (европейской, японской и американской) требует преобразования сигналов на международных стыках.

Указанные и другие недостатки, присущие сетям и системам PDH, лишают эти сети и системы перспективы дальнейшего развития в качестве самостоятельных систем передачи. Однако системы PDH продолжают интенсивно развиваться в качестве линий привязки отдельных узлов к сетевым или магистральным системам передачи, построенным на основе синхронной цифровой иерархии.

 

2.  Системы передачи на основе синхронной цифровой иерархии скоростей передачи и сети на их основе

2.1.                  Достоинства систем передачи SDH

Потребности ускоренного развития связи в условиях рыночной экономики в последние 10-15 лет выявили необходимость коренных изменений в структуре и практике эксплуатации сетей связи. Современные ЦТС должны иметь гибкую, легко управляемую структуру, обеспечивать передачу и переключение потоков информации разной емкости, ввод и выделение этих потоков в коммутационных пунктах, глубокий контроль качества и тарификацию в соответствии с действительным временем пользования связью и ее качеством. Эти сети должны быть базой для служб, использующих как синхронный (Synchronous Transfer Mode, STM), так и асинхронный (Asynchronous Transfer Mode, ATM) способы переноса информации. Перечисленные требования практически невыполнимы в рамках PDH.

В 1986г. в США компанией BELLCORE при участии AT&T, ALCATEL и др. была разработана синхронная оптическая сеть (synchronous optical network, SONET), которая удовлетворяла требованиям североамериканских стандартов и позволила объединить многие компании, использующие волоконно-оптические линии связи (ВОЛС).

Концепция SONET была расширена с учетом накопленного в мировом масштабе опыта и принята МСЭ-Т в 1988 г. под названием синхронной цифровой иерархии (synchronous digital hierarchy, SDH).

Технология SDH представляет собой протокол связи для высокоскоростной передачи информации, базирующийся на стандартизированных иерархических уровнях, и дает возможность передавать в одном и том же цикле передачи информацию разных видов с разными скоростями. Все это обеспечивается при высокой пропускной способности, позволяющей осуществлять сквозное управление этими услугами.

Главным достоинством SDH является прозрачность сети - возможность осуществлять ввод/вывод отдельных цифровых потоков независимо от их структуры, ликвидировать или перестраивать их без перерыва связи благодаря использованию направленного синхронного мультиплексирования, при котором каждый цифровой поток занимает строго определенное временное положение в общем стандартном цикле передачи.

Первоначальной задачей была разработка сети SDH с унифицированными оптическими интерфейсами, спроектированными и разработанными различными изготовителями, но пригодными для совместного использования. Впоследствии были приняты во внимание и другие аспекты.

Основными положениями, учитываемыми при разработке и внедрении SDH, были:

1)     необходимость унифицированного всемирного стандарта передачи;

2)     полная совместимость линейных систем передачи SDH разных производителей;

3)     совместимость сетей SDH с существующими сетями PDH;

4)     потребность в высокой пропускной способности сети;

5)     высокая надежность;

6)     упрощенные методы мультиплексирования/демультиплексирования цифровых потоков: прямой ввод/вывод цифровых потоков без необходимости демультиплексирования всего цикла, что позволяет значительно уменьшить количество оборудования, длину станционных кабелей и потребляемую мощность источников питания;

7)     поддержка обширных функций контроля и управления при эксплуатации путем использования стандартных интерфейсов.

В результате была разработана и внедрена синхронная цифровая иерархия – интегрированная сеть телекоммуникаций, основанная на волоконно-оптических линиях связи, позволяющая передавать все виды трафика и обеспечивающая:

1)     использование синхронного побайтового мультиплексирования;

2)     использование на всех уровнях иерархии стандартной длительности цикла 125 мкс;

3)     прозрачность передачи любого трафика за счет использования технологии компоновки виртуальных контейнеров, их упаковки и транспортировки, позволяющей переносить трафик, сформированный другими технологиями: PDH, Frame Relay, B-ISDN, ATM и др.

4)     высокую доступность, надежность и самовосстанавливаемость сети, обусловленную использованием ВОЛС, а также тем, что архитектура и гибкое управление сетями позволяют использовать защищенный режим работы, допускающий альтернативные пути распространения сигнала с почти мгновенным переключением;

5)     гибкое управление сетью за счет большого числа широкополосных каналов управления;

6)     применение единых стандартизированных процедур технического обслуживания цифровых трактов в процессе их эксплуатации;

7)     универсальность применения и простоту наращивания, совместимость линейного и оконечного оборудования различных фирм производителей.

Концепция SDH признана оптимальной для развития сетей связи. Она принята МСЭ-Т, Европейским институтом стандартов электросвязи (European Telecommunications Standarts Institute, ЕТSI) и другими международными организациями. Многие страны, в том числе и Республика Беларусь, широко применяют системы передачи SDH. Ниже излагаются основные характеристики таких систем.

2.2.                    Транспортная система в сетях SDH

Принципами SDH предусматривается создание на сети связи универсальной транспортной системы, объединяющей сетевые ресурсы, которые выполняют функции передачи информации, контроля и управления (оперативного переключения, резервирования и др.). Транспортная система является базой для всех существующих и планируемых служб, интеллектуальных, персональных и других сетей связи.

Информационной нагрузкой транспортной системы SDH могут быть сигналы любой из существующих плезиохронных цифровых иерархий, потоки ячеек АТМ или иные цифровые сигналы.

Универсальные возможности транспортирования разнородных сигналов достигаются в SDH благодаря использованию принципа контейнерных перевозок. В транспортной системе SDH перемещаются не сами сигналы нагрузки, а новые цифровые структуры - виртуальные контейнеры, в которых размещаются сигналы нагрузки. Сетевые операции с контейнерами выполняются независимо от их содержания. После доставки на место и выгрузки из контейнеров сигналы нагрузки обретают исходную форму. Поэтому транспортная система SDH является прозрачной и может использоваться для развития любых действующих сетей.

Транспортная система SDH содержит информационную сеть и систему контроля и управления (систему обслуживания).

Архитектура информационной сети SDH определена в рекомендации МСЭ-Т G. 803. Информационная сеть SDH построена по функциональным слоям, связанным отношениями клиент/услуга. Клиентом для верхнего слоя сети является потребитель. Сам верхний слой, в свою очередь, выступает в роли клиента для следующего и т. д. Все слои выполняют определённые функции и имеют стандартизованные интерфейсы к точкам доступа. Каждый слой оснащен собственными средствами контроля и управления, что минимизирует операции при авариях и влияние на другие слои. Функции каждого слоя не зависят от способа физической реализации нижнего обслуживающего слоя. Каждый слой может создаваться и развиваться независимо. Указанное послойное построение облегчает создание и эксплуатацию сети и позволяет достичь наиболее высоких технико-экономических показателей.

Сеть SDH содержит три топологически независимых слоя: каналов, трактов и среды передачи, которые разделяются на более специализированные. Послойное построение сети SDH приведено на рис.1.

Слой каналов объединяет различные комплекты оконечной аппаратуры SDH и терминалы потребителей и поддерживает службы аренды каналов, пакетной коммутации, коммутации каналов и др.

Ниже лежит слой трактов. Тракт (path) в SDH – это маршрут передачи между оконечным оборудованием пути, т.е. оконечным оборудованием пользователя. Он делится на два слоя трактов: низшего и высшего ранга. Сети трактов полностью независимы от физической среды и могут иметь собственную топологию. В слое трактов осуществляется программный и дистанционный контроль и управление соединениями. Все тракты оканчиваются в аппаратуре оперативного переключения, входящей в мультиплексоры SDH, или в автономной, с помощью которой тракты резервируются, вводятся и ответвляются. При этом возможно создание и обслуживание кольцевых, разветвленных и других эффективных сетевых конфигураций.

Рис.1.

Слой среды передачи делится на два слоя: секций (верхний) и физической среды (нижний). Секции выполняют все функции, которые обеспечивают передачу информации между двумя узлами слоя трактов. В качестве физической среды используются оптические волокна (ОВ) или радиолинии. Слой секций SDH имеет слой мультиплексорных секций (multiplexer sections, MS) и регенерационных секций (regenerator sections, RS). Мультиплексорная секция обеспечивает передачу информации между пунктами, где оканчиваются либо переключаются тракты, а регенерационная секция – передачу информации между регенераторами или между регенераторами и пунктами окончания или коммутации трактов. В слое секций также возможно резервирование (например, по системе 1:n). Структура тракта SDH представлена на рис.2.

Сеть SDH в каждом своем слое может быть разделена на подсети (национальные, региональные, местные и пр.). Деление на подсети позволяет упростить процессы эксплуатации сети, ввести более экономичное нормирование и т. д.

Рис.2.

Создание сетевых конфигураций, контроль и управление отдельными станциями и всей информационной сетью осуществляются программно и дистанционно с помощью системы обслуживания SDН, которая является подсистемой общесетевой системы обслуживания (Telecommunication Management Network, ТMN). Общие принципы организации ТМN изложены в Рекомендациях МСЭ-Т М.20 и М.3010, для SDH они конкретизированы в Рекомендациях G.774 и G.784. Система решает задачи обслуживания современных сетей связи: оптимизирует эксплуатацию аппаратуры разных фирм в зоне одного оператора и взаимодействие зон разных операторов.

Система обслуживания делится на подсистемы, обслуживающие отдельные участки информационной сети SDH. Доступ к каждой подсистеме осуществляется через главный в этой подсистеме (шлюзовой) узел или станцию SDH.

Физической основой системы обслуживания являются входящие в аппаратуру контрольно-управляющие микропроцессоры, интерфейсы обслуживания, встроенные в циклы служебные каналы и программное обеспечение. Протоколы связи по встроенным служебным каналам установлены в Рекомендации G.784, а для Q - интерфейсов - в Рекомендациях G.773, Q.811 и Q.812. Система обслуживания SDH позволяет выполнять все операции по обслуживанию сети и каждого узла (станции) SDH как из центра, так и из других пунктов, которым такое право предоставлено.

3.     Информационные структуры и схема преобразований в транспортной системе SDH

3.1.                    Информационные структуры в SDH

ЦТС на основе оборудования SDH реализуются с помощью информационных цифровых структур, образуемых на аппаратном уровне в сетевых слоях секций и трактов.

В слое секций SDH используются синхронные транспортные модули соответствующего уровня, представляющие собой форматы линейных сигналов. Они же используются на интерфейсах сетевых узлов и регламентированы в Рекомендации G.708. Базовой единицей передачи информации по сети SDH является синхронный транспортный модуль первого уровня STM-1. К настоящему времени существует следующая иерархия уровней SDH (STM-N):

-       STM-1 - 155,520 Мбит/с;

-       STM- 4 - 622,080 Мбит/с;

-       STM-16 - 2448,320 Мбит/с;

-       STM-64 - 9953,280 Mбит/с.

Следует отметить, что сигналы высших уровней получаются путем побайтного синхронного объединения N сигналов первого уровня. Низко- и среднескоростные системы передачи SDH, основанные на радиорелейных и спутниковых линиях, могут работать и с субпервичной скоростью STM-0 (51,840 Мбит/с), которая, однако, не является уровнем SDH.

Преобразование сигнала в формат STM-N осуществляется в два этапа:

1. согласование скоростей передачи входящих потоков PDH и образование STM-1;

2. синхронное мультиплексирование STM-1 в STM-N.

3.2.                    Схема преобразований скоростей в SDH

Схема преобразований скоростей в SDH по рекомендации МСЭ-Т G.709 приведена на рис.3. В качестве полезной нагрузки показаны сигналы PDH, хотя вместо них могут использоваться ячейки АТМ и другие сигналы. Различные процессы преобразования сигналов при формировании STM-N обозначены тремя видами линий.

Рис.3.

Первоначально цифровые потоки PDH размещаются в контейнерах (containers, C), где осуществляется согласование тактовых частот компонентных сигналов с частотой сигнала STM-N. Каждый контейнер включает в себя фиксированное количество бит из соответствующего цифрового потока (т.е. полезную нагрузку).

Размещение - процедура, посредством которой сигнал PDH потребителя размещается в контейнере C-n. Взаимодействие SDH/PDH осуществляется на уровнях DS1, DS2, DS3, E1, E3, E4 формированием контейнеров, представленных в табл. 2.

 

Таблица 2.

Уровень

Поток, Мбит/с

Контейнер

Уровень 1

1,544

С-11

2,048

C-12

Уровень 2

6,312

С-2

Уровень 3

34,368 или 44,736

C-3

Уровень 4

139,264

C-4

 

Сигналы E2 (8,448 Мбит/с) непосредственно в STM-N не размещаются, поэтому их всегда необходимо или разделять до сиганлов Е1 (2,048 Мбит/с) или объединять до сигналов Е3 (34,368 Мбит/c) или Е4 (139,264 Мбит/с).

Варианты размещения сигналов потребителей в C-n определяются стратегией построения сети SDH. Поступающие цифровые потоки размещаются на определенных позициях циклов C-n.

Рек. G.709 указывает способы асинхронного размещения всех указанных на схеме сигналов PDH. Асинхронная нагрузка может размещаться только при использовании плавающего режима мультиплексирования компонентных блоков в контейнеры верхнего ранга с помощью указателей компонентных блоков. Для синхронной нагрузки предусмотрен и фиксированный режим. В этом случае указатели компонентных блоков исключаются, места компонентных блоков фиксированы и определяются указателями административных блоков.

Учитывая широкое и разнообразное использование в современных сетях связи цифровых потоков DS1 (1544 Мбит/с) и E1 (2,048 Мбит/с), предусмотрены различные варианты их размещения в С-11 и С-12. Сигналы DS1, DS2 и E1 могут быть размещены в контейнерах асинхронно, бит-синхронно, а сигналы DS1 и E1 с октетной структурой - и байт-синхронно, что обеспечивает прямой доступ к каналам 64 кбит/с.

Асинхронное размещение применяется на первых этапах развертывания сети SDH при работе синхронных участков в плезиохронном окружении. В этом случае цифровые потоки потребителей и процедура размещения не синхронны между собой как по битовым, так и по цикловым скоростям, что требует применения процедуры согласования скоростей, а значит и бит и команд согласования скоростей. Цикловая синхронизация, если она используется, осуществляется у потребителей. Вариант применяется на начальном этапе развития сети как наиболее простой с технической точки зрения.

Синхронное размещение целесообразно при создании синхронных зон и имеет две разновидности:

- байт-синхронное размещение обеспечивает доступ к составляющим каналам 64 кбит/с, т. к. октеты (байты) потоков 1,544 Мбит/с и 2,048 Мбит/с совпадают с байтами С-1. При таком способе размещения входные сигналы и сам процесс образования C-1 синхронны по битовым скоростям и синхронны по цикло­вым скоростям. Значит, все байты C-1 жестко привязаны к байтам входного сигнала и может быть организован прямой доступ к любому каналу из C-1. Вариант технически труднореализуем, т. к. необходима полная синхронизация всей сети, однако наиболее предпочтителен при развитых сетях SDH;

- бит-синхронное размещение применяется для сигналов, не имеющих октетной структуры. При таком способе размещения входные сигналы потребителей должны иметь такую же битовую скорость, как и скорость размещения, т. е. аппаратура SDH и аппа­ратура потребителей должны работать бит-синхронно. Цикловая синхронизация определяется у потребителей. В этом варианте не требуется выравнивание скоростей по битам, а значит, и не применяются биты согласования скоростей. Такой вариант применяется редко.

С добавлением к контейнеру С-n трактового (маршрутного) заголовка (path overhead, POH), который содержит имеющую отношение к тракту служебную информацию и позволяет осуществлять контроль качества трактов “из конца в конец”, передавать аварийную и эксплуатационную информацию, формируется виртуальный контейнер (virtual container, VC). VC-n используются для организации трактов и формируются и расформировываются в точках окончания трактов:

VC-n = С-n + РОН.

Определены два типа VC - низшего (VC-11, VC-12, VC-2) и высшего порядка (VC-3, VC-4).

На каждом уровне при организации VC-n в трактовый заголовок вводятся дополнительные биты, которые используются для контроля качества передачи в SDH - так называемый контроль ошибок по четности чередованных бит (bit interleaved parity, BIP). На передающей стороне к полезному сигналу добавляется информация BIP-N. На приемной стороне та же информация вычисляется из принятого сигнала и сравнивается с результатом, полученным от передающей стороны. В каждом случае число бит проверки N по BIP-N (BIP-2, BIP-8, BIP-24) соответствует максимальному числу равномерно распределенных ошибок, которые могут быть обнаружены при данном контроле.

На следующем этапе VC-n преобразуется в компонентный блок (tributary unit, TU). Для этого к нему добавляется указатель компонентного блока (tributary unit pointer, TU Pointer), который указывает положение данного виртуального контейнера в виртуальном контейнере более высокого порядка и позволяет легко производить ввод/вывод потоков:

TU-n = VC-n + TU Pointer.

В связи с тем, что скорости передачи составляющих STM-1 сигналов и скорость передачи STM-1 могут быть различны, может иметь место фазовый сдвиг. Следствием этого фазового сдвига будет смещение VC-n относительно начала цикла, но по значению TU Pointer можно точно разместить или извлечь его из цикла. TU Pointer занимает строго фиксированное положение в цикле, указывая позицию служебных бит VC-n, которые не имеют фиксированного положения относительно начала цикла TU-n. Прочитав значение TU Pointer, можно разместить или извлечь VC-n из цикла. TU-n имеет необходимую информацию о содержимом блока и его назначении. TU-n уже согласован по фазе с основным сигналом и готов к размещению в STM-1 непосредственно или используя предварительное объединение в группу. Т. о., VC-n получает свое место в передаваемом сигнале, что позволяет без дополнительных преобразований выделить его на приемной стороне.

Несколько компонентных блоков объединяются в группу компонентных блоков (tributary unit group, TUG), например три TU-12 объединяются в TUG-2 (см. рис.3)

TUG-2 = 3 x TU-12.

Cемь TUG-2 объединяются в TUG-3

TUG-3 = 7 x TUG-2.

На приемной стороне из TUG-3 может быть выделен любой TU-2. Группы определены так, чтобы получить возможность образования смешанной нагрузки из компонентных блоков разных уровней для увеличения гибкости первичной сети.

Для размещения передаваемой информации в STM-N необходимо создать административный блок (administrative unit, AU). AU-n (n=3,4) представляет собой один или несколько VC соответствующего размера (VC-3, VC-4) и указатель административного блока (administrative unit pointer, AUP) AU-n Pointer, например,

AU-4 = VC-4 + AUP.

AUP содержит информацию о положении виртуального контейнера в STM-N.

Как видно из рис.3, VC-4 может быть образован из трех АU-3 (для этого к каждому из VC-3 добавляется указатель административного блока) или из трех TUG-3.

Один (или несколько) AU-4, занимающих определенные фиксированные позиции в нагрузке STM-1 (STM-N), называют группой административных блоков (administrative unit group, AUG). В европейской схеме преобразований AUG состоит из одного AU-4:

AUG = 1 x AU-4.

STM-1 образуется добавлением к AUG секционного заголовка (section overhead, SOH), который состоит из заголовка мультиплексорной секции (multiplexer section overhead, MSOH) и заголовка регенерационной секции (regenerator section overhead, RSOH). Секционный заголовок STM-1 содержит в себе информацию по синхронизации STM-1 и другую cекционную служебную информацию (для осуществления функций технического обслуживания, контроля и управления). Именно введение такой избыточной структуры, позволяет достигнуть дополнительной мощности и функциональности управления элементами сети и всей телекоммуникационной инфраструктурой. Такая информация может быть извлечена из STM-1 SOH без расформирования самого STM-1. При этом RSOH передается между соседними регенераторами и может быть изменен там, а MSOH – в пределах мультиплексорной секции, где формируются и расформировываются STM-1, проходя регенераторы транзитом. Таким образом,

STM-1 = AUG + STM-1 SOH,

где STM-1 SOH = RSOH + MSOH;

STM-N = N x AUG + STM-N SOH.

Цикл любого STM-N составляет 125 мкс. STM-N SOH образуется до передачи, в отличие от STM-1 SOH, который образуется во время передачи. Следует отметить, что STM-N SOH не является результатом прямого побайтового мультиплексирования N STM-1 SOH.

Рис 4.

На рис.4 показан цикл STM-1, имеющий период 125 мкс. Для удобства обозрения этот цикл изображается в виде прямоугольной матрицы из 9 рядов и 270 столбцов (9x270=2430 элементов). Каждый элемент отображает 1 байт (8 бит) и соответствует скорости передачи 64 кбит/с, а вся таблица - скорости передачи первого уровня SDH: 64х2430= =155520 кбит/с.

В линию сигнал STM-1 передается последовательно строка за строкой слева направо.

Первые 9 столбцов цикла SТМ-1 занимают служебные сигналы: секционный заголовок и указатель административного блока АUP. Остальные 261 столбец – поле полезной нагрузки.

3.3.                    Виртуальные контейнеры

Для организации соединений в сетевых слоях трактов используются виртуальные контейнеры VС-n, определенные в Рекомендациях МСЭ-Т G708, G.709. Виртуальный контейнер - это блочная циклическая структура с периодом повторения 125 или 500 мкс (в зависимости от вида тракта). Каждый VC-n состоит из поля нагрузки (контейнера С-n) и трактового (маршрутного) заголовка (РОН), несущего сигналы обслуживания данного виртуального контейнера:

VC-n = С-n + РОН.

Заголовок создается и ликвидируется в пунктах, в которых формируется и расформировывается VC-n, проходя транзитом секции. Информация, определяющая начало цикла VC-n, обеспечивается обслуживающим сетевым слоем.

Виртуальные контейнеры делятся на два уровня: VC-11, VC-12 и VC-2 относятся к нижнему уровню, а VС-3 и VC-4 - к верхнему. Перечень VС-n приведен в табл. 3. В таблице показаны полезный "объем" (скорость нагрузки) и скорости передачи сигналов PDH, размещение которых стандартизировано в этих контейнерах.

Таблица 3.

VC-n

VС-11

VС-12

VС-2

VС-3

VС-4

Сигналы PDH, Мбит/с

1,544

2,048

6,312

34,368 44,736

139,264

Скорость нагрузки, Мбит/с

1,600

2,176

6,78

48,384

149,760

 

Цикл наибольшего виртуального контейнера VС-4 показан на рис.4. Он содержит 9 рядов и 261 столбец. Первый столбец (1х9 байт) занимает маршрутный заголовок POH, а остальные 260х9=2340 элементов (байт) - контейнер С-4 (скорость передачи 2340x64=149760 кбит/с). Более подробно VC-4 рассмотрен далее (Рис.8).

Аналогично построен виртуальный контейнер VC-3, отличающийся лишь количеством столбцов - 85. Контейнер С-З имеет 84 столбца и выдает полезную нагрузку 84х9х64=48384 кбит/с.

Виртуальные контейнеры нижнего ранга, как правило, используют сверхцикл длительностью 500 мкс. На рис. 5 показан VС-12 при асинхронном (а) и байт-синхронном (б) размещении потока Е1. Байты V5, J2, К2 и К4 образуют трактовый заголовок РОН. Четыре группы по 34 байта - контейнер С-12 с полезной емкостью 2176 кбит/с. VС-11 имеет ту же структуру, но содержит по 25 байт в каждой из групп нагрузки.

Размер контейнера в системе передачи SDH стандартизирован, при этом он больше размера, необходимого для загрузки потока PDH соответствующего уровня с учетом максимально допустимого изменения скорости загружаемого потока. При загрузке цифрового потока производится процедура цифрового выравнивания двух типов:

 

-         фиксированное выравнивание, которое предусматривает добавление в состав контейнера дополнительных бит для формирования контейнера стандартного размера; это реализуется с помощью бит R фиксированной группы;

-         плавающее выравнивание, которое используется для компенсации изменения скорости загружаемого цифрового потока; для этого применяются биты S возможности цифрового выравнивания и биты С контроля выравнивания.

При асинхронном размещении нагрузки в контейнерах нижнего уровня используется двустороннее согласование (выравнивание) скоростей, верхнего – положительное.

3.4.      Структура трактовых заголовков виртуальных контейнеров.

В соответствии с уровнем виртуального контейнера определены две категории заголовков VC POH:

1) низкоуровневый - VC-11, VC-12, VC2 POH;

2) высокоуровневый - VC-3/VC-4 POH.

Заголовок трактов нижнего ранга содержит байты V5, J2, К2 и К4. Такая стуктура заголовка используется в плавающем режиме размещения VC в компонентном блоке, когда 4 соседних цикла длительностью 125мкс объединяются в сверхцикл длительностью 500мкс. Байт V5 является первым байтом сверхцикла и его расположение указывается указателем компонентного блока. Байт V5 содержит информацию о контроле ошибок, статусе тракта VC-1/VC-2 и марку сигнала. Структура байта V5 представлена на рис.6.

Рис.6.

Биты 1-2 - результат контроля ошибок тракта VC-12 по BIP-2. Биту 1 придается такое значение, чтобы привести к четности значение нечетных бит всех байт предыдущего сверхцикла VC, а бит 2 выполняет аналогичную операцию с четными битами.

Бит 3 - извещение об удаленной ошибке (remote error indication, REI) по BIP-2; индикатор тракта VС-1/VС-2, который принимает значение 1 и посылается обратно к организатору тракта, если одна или более ошибок обнаружена с помощью BIP-2, в противном случае он имеет значение 0.

Бит 4 (определен МСЭ-T временно) - извещение об удаленном повреждении (remote failure indication, RFI).

Биты 5-7 - метка сигнала тракта (signal label), обозначает наличие и тип загружаемого сигнала.

Бит 8 - извещение об удаленной аварии (remote defect indication, RDI), несет информацию о том, что в тракте TU-12 принят сигнал аварийного замещения или сигнал сбоя.

Возможные значения указанных бит и их расшифровка приведены в таблицах 4 и 5.

Таблица 4

Кодирование REI

Кодирование RFI

Кодирование RDI

0

Нет ошибок

0

Нет повреждений

0

Подтверждение ошибки правильно

1

Одна или две ошибки

1

Удаленное повреждение

1

Подтверждение ошибки неправильно

 

Таблица 5

Кодирование сигнальной метки

000

Не установлено

001

Смонтирована неспецифическая полезная нагрузка

010

Асинхронное размещение нагрузки

011

Бит-синхронное размещение нагрузки

100

Байт-синхронное размещение нагрузки

101

Зарезервировано для будущего использования

110

Тест-сигнал по рекомендации О.101

111

Зарезервировано для будущего использования

 

Назначение остальных байт VC-12 POH:

J2 – идентификатор точки доступа в тракт низшего порядка; используется для повторяющейся передачи метки пункта доступа тракта нижнего ранга, чтобы приемное оборудование тракта могло проверять непрерывность соединения с требуемым передатчиком;

К2 – байт функции двойного соединения для наблюдения;

К4 – несет следующую информацию:

биты 1-4 – автоматическая защита переключений;

биты 5-7 - RDI: 001 – нет аварий;

010 – авария удаленной нагрузки;

101 – авария удаленного сервера;

110 – авария удаленного соединения;

бит 8 – для будущего использования.

Маршрутный заголовок виртуальных контейнеров высокого уровня состоит из 9 байт. Структура POH виртуальных контейнеров высокого уровня побайтно представлена на рис.7. Назначение отдельных байт заголовка следующее.

J1 - идентификатор тракта - контроль прохождения VC-3/VC-4 по трассе тракта. Первый байт виртуального контейнера, положение которого указывается указателем административного или компонентного блока. Этот байт используется для повторяющейся передачи метки пункта доступа тракта верхнего ранга, чтобы приемное оборудование тракта могло проверять непрерывность соединения с требуемым передатчиком. В настоящее время данный байт не стандартизирован МСЭ-T и может не использоваться. Если используется, то процесс распознавания определяется программно на передающей и приемной сторонах; B3 – байт наблюдения за трактовой ошибкой, получается в результате побитового контроля ошибок по четности VC-3/VC-4 BIP-8. Вычисляется по всем битам предыдущего цикла VC после скремблирования и вписывается в байт В3 текущего цикла перед скремблированием;

C2 - метка сигнала, определяет содержание VC3 или VC4 (создан или не создан VC, загружен или нет и пр). Расшифровка закодированной байтом С2 информации представлена в табл.6.

G1 - статус тракта. Байт для возврата передатчику тракта сообщения о состоянии и качественных показателях оборудования окончания тракта. Передается приемной стороной непосредственно в точку формирования виртуального контейнера. Дает возможность контролировать статус и качество полного дуплексного тракта на любом конце и в любом промежуточном пункте тракта. Все промежуточные станции читают этот байт для оценки состояния тракта. Структура байта G1 представлена на рис.7. Назначение бит этого байта следующее:

биты 1-4 – извещение об удаленной ошибке (REI); отображают наличие и число ошибок в VC; сообщают число бит, которые отмечены в качестве ошибочных с помощью кода ВIP-8, передаваемого в байте B3;

бит 5 – извещение об удаленной аварии (RDI); оповещают о том, что в VC принят неверный сигнал; сигнал аварии на дальнем конце тракта должен посылаться виртуальным контейнером, как только он не получит правильного сигнала. Сигнал передается, как “1” в бите 5, в противном случае этот бит имеет значение “0”. Условием генерации сигнала является прием сигнала аварийного замещения АIS, пропадание сигнала или ошибка в трассе тракта;

биты 6-8 – не используются (здесь и далее все неиспользуемые биты имеют значение "1");

F2 – канал пользователя тракта со скоростью 64 кбит/с, организованный между элементами сети;

H4 - позиционный указатель. Обобщенный указатель нагрузки (например, указатель положения сверхцикла для VC-1/VC-2). Изменяются только биты 7 и 8;

Z3 – канал пользователя тракта со скоростью 64 кбит/с, организованный между элементами сети;

K3: биты 1-4 - APS VC-4 (не реализовано);

биты 5-8 - зарезервировано для будущего использования;

Z5 - так называемый байт оператора сети для эксплуатационных целей. Например, для транзитных соединений биты 1-4 используются для счета входящих ошибок, а биты 5-8 - для канала связи.

Байты Z3, K3, Z5 определены только для VC-4 POH.

На рис.8 приведена структура VC-4 при асинхронном размещении цифрового потока Е4. На рис.8 символом Тх обозначен блок из 260 байт, структура которого подробно расписана. Для подгонки скорости сигнала к скорости контейнера используется как фиксированное (биты R), так и плавающее (положительное) цифровое выравнивание (биты S,C) согласно Рекомендации МСЭ-Т G.709. После добавления трактового заголовка РОН образуется виртуальный контейнер VС - 4.

 

Рис.7.

 

Таблица 6

Кодирование сигнальной метки (байт С2)

00000000

VC не создан

00000001

В VC cмонтирована неспецифическая полезная нагрузка

00000010

Структура TUG

00000011

Закрытая TUG

00000100

Асинхронное размещение Е3 и DS3 в С-3

00010010

Асинхронное размещение Е4 в С-4

00010011

АТМ размещение

 

3.5.                    Процедура выравнивания в SDH

Синхронные транспортные модули переносят виртуальные контейнеры верхнего ранга и обмениваются ими в узлах сети. Аналогично сами VC-3, VC-4 обмениваются контейнерами нижнего ранга. Упомянутая компенсация дополняется указанием начала цикла контейнера в цикле обслуживающего сетевого слоя. Обе операции выполняются механизмом указателей (пойнтеров), оговоренным в рекомендации G.709.

3агрузка VC-n в SТМ-1 в общем случае требует корректировки скоростей передачи, т. к. STМ-1 жестко синхронизируется с циклом секции данной линии, а VC-n может поступать с другого участка сети и иметь другую тактовую частоту и дополнительные колебания фазы. В процессе формирования STM-1 должны обеспечиваться компенсация возможных на пути колебаний фазы и частоты VC-n относительно цикла обслуживающей структуры. Необходимость корректировки показана пунктиром на рис.2 и обозначает процедуру выравнивания. Она выполняется определенным в Рек. G. 709 механизмом указателей. Благодаря этому механизму VC-n получает возможность "плавать" внутри STM-1, причем начало его цикла определяется по значению указателя.

 

Рис.8.

Выравнивание - процедура, посредством которой производится подстройка фазы сигнала нагрузки с сигналом STM-N, в сущности, это процедура синхронизации. При выравнивании начало VC обозначается с помощью указателя, тем самым, формируя административные (AU) или компонентные (TU) блоки. Указатели, добавляемые к VC при формировании TU и AU, позволяют динамично компенсировать изменения скорости и фазы нагрузки.

В системах передачи SDH применяются две модели компонентных блоков TU - плавающая и фиксированная. В плавающей модели четыре цикла VC-12 (125 мкс) организованы в сверхцикл (500 мкс), фаза которого определяется байтом Н4 в VС-3/VC-4 РОH. Фа­за VC не привязана жестко к фазе TU, а указывается, значит, VС обязательно должен содержать указатель начала цикла, а более вышестоящий VC - иметь указатель сверхцикла. В фиксированной модели TU информация, загружаемая в VC, жестко привязана по фазе к вышестоящему VC, поэтому нет необходимости применять указатели TU и вместо них можно передавать по­лезную информацию.

Так как асинхронное размещение не может быть же­стко привязано к чему-либо, в этом случае применима только плавающая модель ТU. Бит- и байт-синхронное размещение может применяться как при плавающих, так и при фиксированных моделях ТU.

Можно видеть, что именно особенности приведенных выше преобразований определяют “прозрачность” сети для различных типов сигналов. Структурированные или нет цифровые сигналы, ограниченные только рекомендацией МСЭ-Т G.703, упаковываются в STM-N, передаются по линии, а затем распаковываются с сохранением оригинальных частоты и фазы.

3.6.            Компонентные блоки.

Компонентный блок (Tributry Unit) состоит из виртуального контейнера (VC) и указателя компонентного блока TU Pointer. Последний обеспечивает гибкое динамическое центрирование виртуального контейнера в пределах цикла TU компонентного блока. Динамическое центрирование означает, что допускается «плавание» VC в пределах цикла. Сказанное проиллюстрировано на рис.9.

Рис.9

Один или более компонентных блоков, занимающих определенные фиксированные места в нагрузке вышестоящего VC-n, образуют группу компонентных блоков TUG. Например (см. рис.3), TUG-3 может содержать один компонентный блок TU-3 или однородный набор из семи TUG-2, а каждая TUG-2 - один TU-2 или однородный набор идентичных трех TU-12 или четырех ТU-11. Компонентные блоки побайтно синхронно мультиплексируются в цикле группы.

TU Pointer содержит информацию о смещении (в байтах) между указателем и первым байтом VC, а также о возможном изменении значения указателя, если это изменение обязательно, что позволяет определить позицию VC в VC высшего порядка или TU, и, соответственно, обеспечить быстрый поиск и доступ к нагрузке.

На рис.10 показан сверхцикл TU-12. Он имеет вид матрицы из 144 рядов (144 байт) и состоит из четырех циклов по 125 мкс, образующих сверхцикл длительностью 500 мкс. Данный сверхцикл содержит 4 байта V1-V4 указателя компонентного блока и поле полезной нагрузки из 140 байт, каждый из которых имеет свой позиционный номер от 0 до 139.

Байты V1 и V2 являются собственно словом указателя и несут информацию об изменении индикации указателя (N-биты), о типе распределительного блока (S-биты), а также о размере указателя, т.е. в двоичном виде битами I и D зашифрована позиция байта V5 VC-12 POH в поле компонентного блока. Размер указателя – децимальное число от 0 до 139.

Рис.10

Байт V3 обеспечивает возможность отрицательного выравнивания, позиция 35 поля компонентного блока – возможность положительного выравнивания. Положительное выравнивание индицируется инверсией пяти I-бит, отрицательное – инверсией пяти D-бит в слове указателя.

Механизм выравнивания с использованием указателей следующий. В случае необходимости увеличения количества данных, загружаемых в один компонентный блок (скорость принимаемых данных выше стандартной скорости) из указателя удаляется один байт V3 и вместо него загружаются данные. Такое смещение называется отрицательным смещением указателя. В случае, если принимаемый мультиплексором поток имеет скорость ниже стандартной, то для компенсации рассинхронизации необходимо уменьшить количество цифровых данных, загружаемых в один компонентный блок. В этом случае в поле полезной нагрузки (позиция 35) вставляются служебные биты. В табл. 7 показано изменение слова указателя при проведении процедуры положительного выравнивания в цикле n+2.

 

Таблица 7

Номер цикла

Позиция байта V5 в поле полезной нагрузки

NNNN SS I D I D I D I D I D

n

100

0110 10 0 0 0 1 1 0 0 1 0 0

n+1

100

0110 10 0 0 0 1 1 0 0 1 0 0

n+2

Положительное выравнивание

0110 10 1 0 1 1 0 0 1 1 1 0

n+3

101

0110 10 0 0 0 1 1 0 0 1 0 1

 

На рис. 11 показан компонентный блок TU-3 (в данном случае он совпадает с TUG-3). Период повторения этой структуры 125 мкс. TU-3 Pointer определяет положение VC-3 по первому биту J1. Байты Н1 и Н2 образуют слово указателя, их структура аналогична структуре байт V1 и V2 TU-1/TU-2 Pointer, только I-D-битами зашифровано число от 0 до 764. Байт Н3 обеспечивает возможность отрицательного цифрового выравнивания, байт фиксированной вставки (позиция 0) обеспечивает возможность положительного выравнивания.

Рис.11

3.7.                    Административные блоки

Добавлением указателей к виртуальным контейнерам верхнего ранга образуются административные блоки (AU):

AU=VC-n + AU-Pointer.

VC-4 образует блок AU-4, целиком загружающий STМ-1. VC-З образует AU-3. В SТМ-1 вместо VC-4 можно ввести три АU-З, имеющих собственные указатели и образующие группу АUG. Все AU-указатели занимают фиксированное положение в 4-й строке первых 9 столбцов цикла STM-1. VC-3 могут и не использоваться самостоятельно на интерфейcах сетевых узлов, но входить в состав VC-4.

Структура административных блоков AU-4 и AU-3 представлена на рис.12. В частности, AU-4 Pointer позволяет VC-4 перемещаться в пределах AU-4, компенсируя различия в фазах VC-4 и STM-1, а также в скоростях передачи циклов. По сути, он указывает на местоположение полезной нагрузки в цикле STM-1. Аналогичные функции выполняет AU-3 Pointer.

Рис.12

Указатель административного блока содержит байты H1 и H2, которые образуют слово указателя и содержат:

I, D - десятибитовое значение AU-4 Pointer, которое представляет собой двоичное число, определяющее смещение от указателя до первого байта (J1) VC-4 (для АU-3 до первого байта VC-3), диапазон значений указателя от 0 до 782; каждая единица счетчика эквивалентна 3 байтам для VC-4 и одному байту для VC-3;

N - биты флага новых данных (указывают на изменение значения указателя: в обычном случае - 0110, при новом значении указателя - 1001);

S - биты, указывающие на AU/TU-тип (AU-4, TU-32 - "10" или AU-31, TU-31 - "01");

Байт H3 обеспечивает возможность отрицательного цифрового выравнивания. Байт в позиции 0 обеспечивает возможность положительного цифрового выравнивания. Знак выравнивания маркируется инверсией I бит при положительном и D бит при отрицательном выравнивании. В состав AU-4 Pointer входят также байты U и Y фиксированной группы (рис.12).

Работа механизма указателей при осуществлении выравнивания аналогична описанной выше, в частности, если скорость VC-4 мала по отношению к скорости STM-1, то цикловая синхронизация VC-4 будет периодически проскальзывать во времени (побитно смещаться вперед). После последнего байта указателя (H3) вставляются три байта положительного цифрового выравнивания, и начало цикла виртуального контейнера переносится на три байта вперед. При этом значение указателя увеличивается на единицу.

Наоборот, если скорость цикла VC-4 велика по отношению к STM-1, то происходит обратная операция смещения. Три байта отрицательного цифрового выравнивания (Н3) удаляются, вместо них передаются данные цифрового потока. Вследствие этого начало цикла VC-4 перемещается на три байта назад. Значение AU-4 Pointer уменьшается на единицу. Последующие AU-4 Pointer будут передаваться с новым значением положения начала VC-4.

Изменение AU-4 Pointer может происходить не чаще, чем раз в три цикла.

В общем случае, при формировании слова указателя действуют следующие правила:

1) в нормальном режиме работы величина указателя указывает на начало VC в AUG;

2) величина указателя изменяется при согласовании скоростей и в случае изменения загрузки VC.

Аналогичные процедуры выравнивания происходят и в АU-3.

3.8.                    Структура цикла STM-1

STM-1 имеет структуру данных пакетного типа, где пакеты передаются синхронно, с периодом повторения 125 мкс или частотой 8 кГц (см. рис.4).

Цикл STM-1 состоит из служебного и информационного блоков. Девять первых столбцов предназначены для передачи служебной информации STM-1 (81 байт).

Шесть байт в начале первой строки отведено для размещения циклового синхросигнала (frame alignment word, FAW). Остаток первой строки и две последующие используются для заголовка регенерационной секции RSOH объемом 21 байт, вместе с FAW – 27 байт, а строки 5 - 9 отведены для заголовка мультиплексорной секции MSOH объемом 45 байт.

RSOH действует в пределах регенерационной секции, а MSOH проходит прозрачно регенераторы и действует в пределах мультиплексорной секции – от формирования до расформирования STM-1.

Полезная информационная нагрузка STM-1 включает 9х261 = 2349 байт. Например, в качестве такой нагрузки для STM-1 может выступать VC-4 (см. рис.4.). Первый столбец цикла VC-4 занимает VC-4 РОН, остальные - С-4, в котором размещается цифровой сигнал PDH 139,264 Мбит/с. Скорость передачи полезной информационной нагрузки составляет 2349х64 кбит/c=150336 кбит/с=150,336 Мбит/с.

Передача сигнала STM-1 осуществляется последовательно по строкам – слева направо, сверху вниз. Первый байт цикла размещается в левом верхнем углу таблицы, последний - в правом нижнем.

3.9.                    Структура секционного заголовка STM-1 SOH

В процессе как синхронного, так и асинхронного мультиплексирования в результирующий сигнал вводится определенное количество избыточной служебной информации. При образовании синхронного модуля STM-N данная информация имеет очень важное значение. При организации модуля STM-N количество избыточной информации особенно велико. Заголовки и указатели позволяют точно определить местоположение составляющих STM-N блоков, проверить правильность передачи полезной информации, обеспечивают организацию служебной связи, удаленное управление аппаратурой синхронного мультиплексирования, управление резервированием и т. д. Все это имеет значение при обслуживании сети и, собственно, во многом определяет те достоинства, которыми обладает технология SDH.

Секционный заголовок STM-1 SOH выполняет следующие функции: обозначает начало цикла STM-1, несет информацию о параметрах секции, осуществляет мониторинг ошибок и контроль защитного переключения, обеспечивает передачу данных и организацию служебных каналов в пределах секции, а также содержит байты, зарезервированные для национального использования. STM-1 SOH имеет фиксированное положение в цикле STM-1.

Структура STM-1 SOH (побайтно) согласно МСЭ-Т G.708 представлена на рис. 13. Байты заголовка имеют следующее назначение.

А1, А2 - байты циклового синхросигнала STM-1 (определяют начало STM-1); для STM-1 определена байтовая последовательность цикловой синхронизации - А1А1А1А2А2А2 (А1 - 11110110, А2 - 00101000); МСЭ-Т рекомендует следующие качественные показатели, определяющие способность аппаратуры входить в синхронизацию и удерживать ее:

1) время определения выхода из цикловой синхронизации должно составлять 625 мкс после начала поступления сигнала STM-N без байт А1 и А2;

2) качество удержания цикловой синхронизации должно быть таким, чтобы коэффициент линейных ошибок 10-3 вызывал не более одного сбоя за 6 мин;

3) время вхождения в цикловую синхронизацию должно быть не более 250 мкс;

B1 - результат контроля ошибок регенерационной секции STM-1 по BIP-8 перед скремблированием. ВIР-8 вычисляется по всем битам предыдущего цикла STM-N после скремблирования и вписывается в байт В1 перед скремблированием.

Рис.13

 

B2 - результат контроля ошибок для STM-1 (мультиплексорной секции) по BIP-24. ВIР-24 вычисляется по всем битам предыдущего цикла STM-1, кроме трех первых рядов SOH и помещается в байты В2 перед скремблированием;

J0 - идентификатор (определитель) STM-1 в STM-N (в системах STM-1 не используется). Используется при прохождению через границу и определяется по взаимному соглашению сторон. В случае, когда байт не определен J0=00000001;

D1-D12 – каналы передачи данных (data communications channel, DCC):

D1-D3 - канал передачи данных 192 кбит/с для обслуживания и управления регенераторами;

D4-D12 - канал передачи данных 576 кбит/с для обслуживания и управления мультиплексорами;

E1, E2 - каналы служебной связи 64 кбит/с:

E1 - возможен доступ на регенераторах и мультиплексорах;

E2 - возможен доступ только на мультиплексорах;

F1 - канал связи пользователя 64 кбит/с; позволяет создавать временные телефонные соединения и передавать данные для специальных эксплуатационных нужд;

K1, K2 - управление автоматическим защитным переключением (automatic protection switching, APS) STM-1 для защиты мультиплексорной секции (multiplex section protection, MSP):

K1 - посылает запросы и информацию относительно необходимости и типа защитного переключения к противоположному концу мультиплексорной секции. МСЭ-T определен протокол обмена между двумя мультиплексорами для осуществления корректного срабатывания защиты мультиплексорной секции. Биты 1-4 байта K1, содержат сообщения о работе “защиты” и запросы на ее срабатывание. Значение бит 5-8 определяет номер секции, для которой запрашивается “защита”. При повреждении нескольких рабочих секций байт K1 запрашивает “защиту” для секции с требованием более высокого приоритета. При равенстве приоритетов предпочтение отдается секции с меньшим порядковым номером.

К2 - посылает информацию относительно текущей установки соединения, структуры MSP и аварийных сообщений. В частности, кодовая группа вида ххххх111 соответствует сообщению о передаче сигнала AIS в пределах мультиплексорной секции.

S1 (биты 5-8) - статус (уровень качества) синхронизации, значение этого байта определяет пригодность данного STM-1 сигнала, как источника синхронизации. Варианты кодовых слов и их расшифровка представлены в табл. 8.

 

Таблица 8

Биты 5-8 байта S1

Статус синхросигнала

0000

Качество не определено

0010

G.811, качество первичного источника синхронизации, d£ 1*10-11

0100

G.812, качество вторичного источника синхронизации транзитного узла, d£1*10-9

1000

G.812, качество вторичного источника синхронизации оконечного узла, d£PRC 1*10-8

1011

G.813, качество синхронизации цифрового оборудования, d£4*10-6

1111

Не использовать для внешней синхронизации

M1 (биты 2-8) - MS-REI - извещение об удаленной ошибке мультиплексорной секции (кодированный результат подсчета неправильно чередуемых разрядных блоков по В2: от х0000000=0 до x0011000=24 ошибок);

Z1, Z2 - зарезервированы для нужд пользователя под национальное использование;

X - байты национального использования; Х# - байты, которые не подлежат скремблированию, следует следить за их содержанием, т.к. они не должны содержать длинных серий нулей и единиц;

D - байты, зависимые от среды передачи (радио).

Неотмеченные байты зарезервированы для будущей международной стандартизации (как зависимые от среды передачи, добавочные национальные и для других целей).

3.10.               Структура цикла STM-N

Цикл STM-N образуется заголовком STM-N SОH и побайтным объединением (мультиплексированием) N групп AUG.

Заголовки в STM 4,16,64 образуются частично автономным формированием, а частично побайтным объединением заголовков низшего уровня.

Каждая AUG занимает фиксированное положение в цикле SТМ-N. Количество объединенных AUG отмечается в RSOH. Полезная нагрузка STM-N формируется посредством побайтного мультиплексирования N сигналов AUG. Так как период цикла должен оставаться неизменным (125 мкс), скорость сформированного сигнала увеличивается пропорционально количеству объединяемых сигналов. В поле полезной нагрузки сформированного путем побайтного мультиплексирования сигнала первый байт относится к первому сигналу STM-1, второй байт - ко второму и т. д. В отношении STM-4, пятый байт относится опять к первому сигналу STM-1, шестой байт - ко второму сигналу и т. д. Для STM-16, семнадцатый байт относится опять к первому сигналу STM-1, восемнадцатый байт - ко второму сигналу и т. д.

Необходимо отметить, что во время мультиплексирования структура STM-N SOH изменяется. Поскольку байты В1, D1-D12, F1, E1, E2, K1, K2 используются в сигнале STM-N только однократно, структура STM-N SOH не соответствует структуре STM-1 SOH, чередующейся N раз. Структура секционного заголовка STM-N SOH представлена на рис.14.

Рис.14

Для передачи по линии связи сигнал STM-N должен иметь битовую структуру, пригодную для выделения сигнала тактовой синхронизации. Для исключения длинных последовательностей “1” и “0” в выходном сигнале используется скремблирование. Скремблирование, выполняемое байт за байтом (поскольку данные имеют восьмибитовый параллельный формат), применяется ко всем байтам STM-N, кроме первой строки STM-N SOH (9хN байт). Эти байты не скремблируются, поскольку несут информацию о синхронизации цикла (байты А1, А2). Цикл скремблирования составляет 127 бит и определяется полиномом 1+х67. Остальные байты этой строки, предназначенные для национального использования, следует загружать так, чтобы они не представляли собой длинную последовательность нулей или единиц (байты Х#).

Назначение байт заголовка, определяемое Рек G.709, в основном такое же, как и для STM-1:

A1, А2 - цикловая синхронизация

С1 - определитель ранга STM (уровня иерархии)

D1-D12 - каналы передачи данных (DСС) для регенерационной и мультиплекcной секций: 192 кбит/с (D1-D3) и 576 кбит/с (D4-D12) соответственно.

E1, Е2 - служебный канал телефонной связи.

F1 - канал пользователя - создание временных соединений для специальных эксплуатационных нужд (организация телефонных каналов или каналов передачи данных).

В1 – байт контроля ошибок регенерационной секции методом BIP-8. В составе RSOH используется байт В1 первого мультиплексируемого модуля STM-1, т.к. функционально все байты В1 мультиплексируемых потоков в пределах регенерационной секции идентичны.

B2 – байт контроля ошибок мультиплексорной секции методом ВIP-24. Результат контроля ошибок отдельно для каждого STM-1, содержащегося в STM-N (мультиплексорной секции) по BIP-24. Формируются путем побайтового мультиплексирования.

K1, К2 - сигнализация автоматического переключения на резерв.

S1 (биты 5-8) - статус синхронизации. Биты 5-8 первого байта Z1 отведены для сообщений о статусе данного тракта в системе синхронизации.

Z1, Z2 – запас на будущее для еще не определенных функций.

М1 – извещение об удаленной ошибке мультиплексорной секции.

3.11.               Мультиплексирование при формировании STM-N

В системах SDH используется синхронное побайтное мультиплексирование. На схеме преобразования (см. рис.3) процедура мультиплексирования обозначена выделенными линиями со стрелкой. Количество объединяемых компонентных блоков и групп компонентных блоков указано у линий.

Мультиплексирование - процедура, посредством которой сигналы трактов низшего порядка образуют тракт высшего порядка или сигналы трактов высшего порядка образуют сигнал STM-1. Мультиплексирование информационных структур на базе цифрового потока 2,048 Мбит/с основано на правиле 3х7х3 (числа, стоящие вместе со знаком умножения, указывают количество объединяемых сигналов на соответствующих ступенях). Процесс формирования VC-4 из 63 компонентных блоков TU-12 с использованием синхронного мультиплексирования показан на рис.15,16. При этом цикл TU-12, состоящий из 36 байт, представлен матрицей из 9 строк и 4 столбцов (9х4=36 байт). Как уже говорилось ранее, из трех TU-12 формируется одна TUG-2, представляемая матрицей из 108 байт (9 строк*12 столбцов=108 байт). В дальнейшем из семи TUG-2 путем побайтного мультиплексирования формируется одна TUG-3, состоящая из 86 столбцов, первые два из которых байты указателя TUG-3 и фиксированной вставки, остальные 84 байта – результат побайтного синхронного мультиплексирования семи TUG-2.

Рис.15

Следующий этап – формирование VC-4, состоящего из 261 столбца. Первый столбец (9 байт) является маршрутным заголовком VC-4 POH, 2 столбца (18 байт) - фиксированная вставка, остальные 258 байт – результат побайтного синхронного мультиплексирования трех TUG-3.

 

Рис.16

В результате при формировании VC-4 по указанной схеме в STM-1 возможно передать 63 (3х7х3) потока Е1. Когда в качестве компонентных сигналов выступают потоки Е3, то в STM-1 их можно разместить только три, что эквивалентно 48 потокам Е1. При размещении в STM-1 потока Е4 обеспечивается максимальная информационная пропускная способность, эквивалентная 64 потокам Е1.

3.12.               Вычисление BIP-N

Для организации контроля качества передачи информации на различных иерархических уровнях (модуля STM-N, виртуального контейнера) применяется контроль по BIP-N, когда на передающей и приемной стороне производится вычисление контрольного значения одной и той же последовательности символов, а затем на приеме контрольные значения сравниваются. Различие значений свидетельствует о наличии ошибок при передаче. Чем больше значение N, тем больше вероятность обнаружения ошибок в проверяемом цикле.

Рассмотрим процедуру вычисления BIP-N для различных уровней сигнала.

BIP-2

Два контрольных бита передаются в битах 1-2 байта V5 VC-12 POH (см. рис.6). Для получения этих бит используется побитовое сложение по модулю 2 для четных и нечетных бит VC-12 соответственно. Информация о контроле VC-12N-1 предыдущего цикла передается в VC-12N POH текущего цикла. На приеме над VC-12N-1 проводится та же операция определения бит контроля, что и на передаче и результат сравнивается с битами BIP-2, переданными с VC-12N. Приемная сторона оповещает передающую о наличии ошибок посредством сигнала REI (см. рис.6), передаваемого в третьем бите VC12 POH в обратном направлении.

BIP-8

Образуется аналогично BIP-2, с тем отличием, что VC-3/VC-4 или STM-N разбивается не по два бита (четный и нечетный), а побайтно (8 бит) и результатом проверки является байт. Байт проверки по BIP-8 для предыдущего цикла записывается в байт B3 VC-3/VC-4 POH текущего цикла(см. рис. 7). Он что позволяет обеспечить контроль качества передачи VC-3/VC-4 по всему тракту. Извещение происходит аналогично случаю проверки VC12, т.е. сторона, обнаружившая наличие ошибок, передает в обратном направлении сигнал HP-REI в 1-4 битах байта G1.

Проверка по BIP-8 для STM-N в пределах регенерационной секции проводится аналогично. Результат проверки STM-NN-1 вычисляется после скремблирования и записывается на передаче в байт B1 STM-NN RSOH до скремблирования (см. рис.13). Следует отметить, что оповещение передающей стороны об ошибках на уровне регенерационной секции не производится.

BIP-24

Проверка по BIP-24 производится аналогично BIP-2 и BIP-8, но разбиение производится на блоки по 3 байта (24 бита). Проверка по BIP-24 проводится для STM-N в пределах мультиплексорной секции. Результат проверки STM-NN-1 по BIP-24 вычисляется по всему циклу STM-NN-1 за исключением первых трех строк SOH и записывается на передаче в три байта B2 STM-NN MSOH до скремблирования, аналогично BIP-8. Отсутствие вычисления BIP-24 для первых трех строк связано с тем, что эти строки соответствуют RSOH, которые могут быть изменены регенераторами. Информация о наличии ошибок в принимаемом сигнале передается противоположной стороне, посредством сигнала MS-REI. Этот сигнал размещается в битах 2-8 байта M1 MSOH цикла STM, передаваемого в противоположном направлении (в сторону станции передавшей сигнал, принятый с ошибками).

3.13.               Линейные тракты в сетях SDH

В SDH используются одномодовые оптические волокна и радио линии. Параметры аппаратуры передачи на интерфейсах сетевых узлов установлены в Рек. G.957, а характеристики регенерационных секций - в Рек. G.958. Ниже излагаются характеристики оптических линий SDH. (табл. 8). Оптические кабели стандартизированы в Рек. G. 651, G. 652, G. 653 и G. 654. Длина секций регенерации линейных трактов достигает 60 км, что в ряде случаев исключает необходимость промежуточной регенерации. Особенностью оптических линейных трактов SDH является поперечная совместимость, т. е. возможность использования по концам одной регенерационной или мультиплексорной секции аппаратуры разных фирм. Для достижения поперечной совместимости в секциях SDH раздельно нормируется аппаратура передачи, приема и кабель. Обеспечена и продольная совместимость с трактами PDH по Рек. G.955, G. 956, т. е. возможность работы с ними в одном кабеле. Впервые в практике цифровых систем передачи в SDH стандартизированы линейные сигналы, в качестве которых используются скремблированные сигналы STМ-N интерфейсов сетевых узлов. Нормируется высокое качество связи: kОШ=10-10 на секции регенерации в наихудших условиях.

 

Таблица 8

ПРИМЕНЕНИЯ

Внутристанционные

Короткие (S)

 

Длинные (L)

 

Номин. длина волны излуч.(нм.)

1310

1310

1550

1310

1550

1550

Тип волокна по Рек. МСЭ-Т

G. 652

G. 652

G. 652

G.652

G.652 G.654

G.653

Длина секции (км)

<2

15

15

40

60

60

Уровень SDH 1

4

16

I-1

I-4

I-16

S-1. 1

S-4. 1

S-16. 1

S-1. 2

S-4. 2

S-16. 2

L-1. 1

L-4. 1

L-16. 1

L-1. 2

L-4. 2

L-4. 3

L-1. 3

L-4. 3

L-16. 3

 

Нормирование характеристик волоконно-оптических линейных трактов проведено по 18 категориям применений, показанных в табл.8 (три нижние строки), что позволяет экономично решать широкий круг сетевых задач. Для всех этих категорий в Рек. G. 957 установлены конкретные параметры интерфейсов, часть из которых приведена в табл.9.

4.     Применение систем SDH

4.1.                    Общие положения

Сеть SDH - это основанная на международных стандартах система транспортирования цифровых сигналов, которая поддерживает как традиционные, так и новые службы связи. Она выполняет функции передачи, оперативного переключения, контроля и управления и содержит аппаратные и программные средства, обеспечивающие эти функции. Достигнутый в мире уровень разработки SDH обеспечивает возможность ее использования на всех участках сети.

Важнейшей для практики особенностью SDH является ее система контроля и управления (обслуживания), которая позволяет создавать и эффективно эксплуатировать целые сети различных конфигураций (линейные, разветвленные, кольцевые и др.). Максимальный эффект от применения оборудования SDH достигается при организации сетей с высокими требованиями к экономичности, надежности и качеству связи, для выполнения которых нужны сетевой контроль и управление с резервированием, оперативным переключением, вводом/выделением потоков информации в промежуточных пунктах и автоматическим обслуживанием.

Потребителями сети SDH могут быть различные сети PDH, АТМ или конечные пользователи. Сигналы потребителей транспортируются по сети SDH в качестве нагрузки виртуальных контейнеров. Заголовки этих контейнеров используются системой обслуживания для обеспечения сохранности нагрузки в пределах сети SDH. Если же потребители подключаются к сети SDH линиями PDH, то контроль полной связи средствами SDH становится невозможным. Поэтому целесообразно приближение средств SDH к потребителям с целью прямого ввода сигнала каждого потребителя (например, первичных цифровых трактов Е1) в сеть SDH и размещения его в отдельном виртуальном контейнере. Для этого следует создавать SDH-сети доступа, которые в дальнейшем заменят сети PDH. Взаимодействие сети SDH с ЦСП европейской PDH возможно, как уже отмечалось, на уровнях 2, 34 и 140 Мбит/с. На уровне 34 Мбит/с при этой операции приходится использовать виртуальный контейнер VC-3 с объемом 50 Мбит/с, заполняя треть его балластом. При объединении трех VС-3 в один VC-4 и далее в STМ-1, обе последних структуры будут нести по три потока 34 Мбит/с вместо возможных четырех. Выгоднее вначале объединить четыре потока 34 Мбит/с в поток 140 Мбит/с и затем ввести последний в VC-4 (и далее в STМ-1). Можно также дробить сигналы 34 Мбит/с до 2 Мбит/с. Следовательно, взаимодействие SDH/PDH целесообразно на уровнях 2 и 140 Мбит/с


 

 

Таблица 9

 

Ед.изм

Величина

Цифровой сигнал,

Номинальная скорость передачи информации

кбит/с

STM-1 (Рек. G.707, G.958 ):

155520

STM-4 (Рек. G.707, G.958):

622080

Код применения

 

S-1.1

L-1.1

L-1.2

L-1.3

S-4.1

L-4.1

L-4.2

L-4.3

Рабочий диапазон длины волны

нм

1261-1360

1280-1335

1430-1576

1480-1580

1480-1580

1293-1334

1274-1356

1280-1335

 

1480-1580

1480-1580

Тип источника

 

MLM

SLM

SLM

SLM

MLM

SLM

SLM

SLM

Cпектральные характеристики

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Максимальная среднеквадратическая ширина

нм

7.7

4

-

-

4/2,5

-

-

-

Максимальная -20дБ ширина

нм

-

-

1

1

-

1

1

1

Минимальный коэффициент подавления боковой моды

дБ

-

-

30

30

-

30

30

30

Средняя выходная мощность

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Максимальное значение

дБм

-8

0

0

0

-8

+2

+2

+2

Минимальное значение

дБм

-15

-5

-5

-5

-15

-3

-3

-3

Типичное значение

дБм

-12

-2.7

-2.7

-2.7

-

-

-

-

Минимальное соотношение затухания

дБ

8.2

10

10

10

8,2

10

10

10

Приёмник в опорной точке:

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Минимальная чувствительность

дБм

-34

-34

-34

-34

-28

-28

-28

-28

Минимальная перегрузка

дБм

-4

-4

-4

-4

-8

-8

-8

-8

Максимальные потери на оптическом канале

дБ

1

1

1

1

1

1

1

1

Максимальный коэффициент отражения приёмника

дБ

-

-

-25

-25

-

-14

-27

-14

Оптический канал:

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Минимальное оптическое затухание несогласованности кабеля в точке подключения ОПд

дБ

-

-

20

20

-

20

24

20

Максимальное дискретное отражение между точками включения Опд и ОПр

дБ

-

-

-27

-27

-

-25

-27

-25

Максимальная дисперсия

Имп/нм

100

185

1900

-

46/74

-

-

-

Диапазон затухания

дБ

0-12

0-28

0-28

0-28

0-12

10-24

10-24

10-24

 


4.2.                    Функциональные модули сетей SDH.

В отличие от систем передачи PDH, где аппаратура узко специализировалась для преобразования, передачи, оперативного переключения или других функций, аппаратура SDH многофункциональна. Все виды выпускаемого разными фирмами оборудования SDH выполняют функции передачи по линии, контроля и управлении, большинство из них имеют функции преобразования, коммутации и т. д. Поэтому приводимое ниже разделение аппаратуры SDH по функциональным модулям является в какой-то мере условным.

Функциональные модули - это основные элементы, из которых строится сеть SDH. К ним относятся: мультиплексоры, которые в зависимости от конфигурации (и комплектации) могут работать в различных режимах, регенераторы, коммутаторы, концентраторы. Данный подход позволяет достигнуть максимальной взаимозаменяемости, гибкости, а также предоставляет широкие возможности в плане развития и совершенствования сети.

Основным типом аппаратуры SDH является синхронный мультиплексор. Он выполняет функции преобразования, оперативного переключения, ввода/вывода цифровых потоков и передачи/приема с линии. Кроме того, он участвует в функциях конфигурирования и контроля сети. Мультиплексоры первого уровня образуют сети доступа. Они формируют из сигналов потребителей сигналы STМ-1, которые либо используются в качестве линейных, либо по внутристанционным связям подаются в мультиплексоры высших уровней для дальнейших преобразований. Мультиплексоры высших уровней работают на более загруженных участках сети – например, магистралях. Они воспринимают сигналы SТМ-1 и PDH- сигналы 140 Мбит/с и формируют из них новые SТМ-N.

Мультиплексоры могут работать в двух основных режимах.

Терминальный мультиплексор (terminal multiplexer, TM) - устанавливается на оконечных станциях и используется для объединения компонентных сигналов PDH в один линейный сигнал STM-N (рис.17, а). Для ТМ максимального на данный момент действующего уровня SDH иерархии (STM-64) максимально полный набор компонентных сигналов включает в себя потоки PDH: Е1, Е3, Е4, DS1, DS2, DS3, и потоки SDH: STM-1, STM-4, STM-16. В ТМ также возможно осуществление локальной коммутации компонентных потоков, в основном на уровне Е1 и DS1. ТМ имеет один оптический линейный выход, в режиме стопроцентного резервирования (1+1) их два.

Мультиплексор ввода/вывода (add/drop multiplexer, ADM) – используется для организации ввода/выделения некоторого количества компонентных сигналов из линейного сигнала STM-N на промежуточных станциях сети (см. рис.17,б). Для ADM характерно наличие двух оптических линейных выходов (восточный и западный), в режиме резервирования 1+1 их количество увеличивается до четырех. ADM позволяет осуществлять локальную коммутацию компонентных потоков на уровне Е1 и DS1, коммутацию линейных сигналов на уровне виртуальных контейнеров, замыкание канала приема на канал передачи на обоих сторонах (восточной и западной) в случае выхода из строя одного из направлений, а также пропускать основной оптический поток мимо мультиплексора в обходном режиме в случае аварийного выхода из строя мультиплексора.

Рис.17

 

Регенератор (regenerator, Reg) - используется для восстановления линейного сигнала на протяженных участках сети (рис.17,в), однако выполняет более сложные функции, чем в PDH: глубокий контроль верности передачи, обработка заголовков RSOH, связь с потребителями и системой обслуживания. Может рассматриваться как вырожденный случай мультиплексора, имеющего один входной оптический линейный сигнал STM-N и один выходной оптический линейный сигнал.

Хотя линейные регенераторы стандартизованы рекомендациями МСЭ-Т, перспектива их широкого распространения сомнительна. На развитых сетях расстояния между узлами составляют несколько десятков километров, что уже сейчас исключает промежуточную регенерацию. С использованием оконечных оптических усилителей достигается длина секций регенерации 250 - 300 км, достаточная на большинстве участков всех сетей связи.

В качестве станционных регенераторов на сетях SDH используют синхронные мультиплексоры, транслирующие между секциями регенерации не весь сигнал STМ-N, а только VC-4.

Более специальным устройством, применяющимся при построении сетей SDH, является цифровой кросс-коннектор (digital cross-connect system, DXC) - устройство, обеспечивающее гибкую коммутацию цифровых сигналов (рис.17,г), путем организации полупостоянной перекрестной связи между различными каналами. Возможность такой коммутации позволяет осуществлять маршрутизацию в сети SDH на уровне виртуальных контейнеров в соответствии с заданной конфигурацией сети. Мультиплексоры также могут выполнять подобную функцию при определенной конфигурации, однако, в связи с ее специфичностью, более эффективным является использование в качестве DXC отдельно проектируемых устройств, имеющих строго специализированные функции.

В общем случае DXC выполняет следующие функции: маршрутизация виртуальных контейнеров на основе информации в маршрутном заголовке РОН соответствующего контейнера; объединение виртуальных контейнеров при работе в режиме концентратора; ввод/вывод виртуальных контейнеров при работе в режиме мультиплексора ввода/вывода; доступ к виртуальному контейнеру при тестировании оборудования.

Концентратор представляет собой мультиплексор, который объединяет несколько однотипных входных потоков, поступающих от удаленных узлов сети, в один линейный сигнал STM-N, связанный с основной транспортной сетью. В общем случае концентратор позволяет уменьшить общее количество каналов, подключаемых непосредственно к основной транспортной сети, т.к. работая в режиме локальной коммутации, позволяет коммутировать подключенные к нему каналы, давая возможность удаленным узлам обмениваться между собой, не загружая трафик основной транспортной сети.

Итак, использование указанных функциональных модулей позволяет решать на сетях SDH следующие функциональные задачи:

мультиплексирования, обеспечивающая формирование линейного STM сигнала из компонентных потоков, решаемая с помощью ТМ и ADM;

транспортирования линейных сигналов по сети с возможностью ввода/вывода компонентных сигналов на основе использования ADM;

коммутации, заключающаяся в перегрузке виртуальных контейнеров в соответствии со схемой маршрутизации, и решаемая с помощью DXC;

регенерации, для восстановления формы, амплитуды и временных соотношений сигнала, передаваемого на большие расстояния с использованием Reg.

4.3.                    Топология сетей SDH

Построение сети - это всегда поиск компромисса между тремя основными конкурирующими условиями: стоимостью, эффективностью и надежностью. Очевидно, что единственным, в той или иной степени удовлетворяющим всем этим условиям выходом является построение достаточно сложной сети, на которой максимум эффективности достигается минимальным количеством оборудования, а максимальное резервирование достигается за счет минимального количества дополнительных связей.

Исходя из минимума стандартизированных систем и возможностей конфигурации для нужд сложной сети, оборудование SDH является наиболее эффективным.

Проблема экономичного распределения информационных потоков на сети электросвязи решается только в том случае, когда связь осуществляется по минимальному количеству линий, идущих по кратчайшему пути. С другой стороны, слишком маленький пучок линий может оказаться неэффективным. Кроме того, для удобства эксплуатации и технического обслуживания сеть электросвязи должна иметь возможно меньшее количество типов стандартизированных систем.

На стадии проектирования сети решаются следующие задачи:

выбор топологии сети;

выбор оборудования узлов сети;

формирование сетей управления и синхронизации.

Задача выбора топологии сети решается достаточно легко при использовании базовых стандартных топологий, из которых может быть построена топология сети в целом. К таким топологиям относятся:

- цепь;

- звезда;

- кольцо;

- ячеистая.

Простейшим вариантом является топология ”цепь” (chain), при этом все аппараты выстроены в линию (Рис.18), на концах которой находятся TM, а промежуточные аппараты, в зависимости от необходимости, конфигурируются как Reg или ADM. Топология цепь может быть реализована со стопроцентным резервированием 1+1 (рис.18).

Рис.18

С точки зрения надежности данная топология имеет минимальные возможности, однако, на начальном этапе развития сети или как составная часть более сложных структур (например, линия связи, соединяющая две независимые сети) использование топологии “цепь” широко и оправдано. Подобная ситуация часто возникает при модернизации сети, когда оборудование SDH устанавливается на уже реально существующей сети PDH, для которой топология “цепь” является основной. На рис.19 представлен процесс трансформации существующей линии на основе оборудования PDH (рис.19,а) в линию на основе оборудования SDH при одновременном увеличении пропускной способности системы без изменения конфигурации сети (рис.19,б). Оборудование линейного тракта (ОЛТ) PDH заменяется на синхронный терминальный мультиплексор (ТМ), для которого прежний линейный сигнал становится одним из компонентных, а оборудование мультиплексирования (ОМ) PDH уже установленное и сконфигурированное, остается в неизменном состоянии. С помощью данного метода удобно производить последовательную модернизацию сети без существенных перерывов, связанных с изменениями в конфигурации.

Рис.19

Логичным развитием топологии “цепь” является топология “звезда” (star). Несколько цепей, состоящих из ADM и Reg, объединяются в центральном узле, называемом концентратором и представляющем собой DXC, который позволяет организовать доступ из одной ветви “звезды” к другой (рис.20).

Рис.20

Несмотря на то, что данной схеме присущи все недостатки топологии “цепь”, а также зависимость всех транзитных соединений от устойчивого функционирования концентратора, она может быть использована на начальном этапе развития сети. При подобной топологии сеть может быть организована за достаточно короткий срок (в особенности при постепенном накладывании новой структуры на уже существующую сеть), а организация дополнительных возможностей по резервированию и оптимизации трафика проводится впоследствии, при уже работающих связях. Топология “звезда” эффективно используется при организации канального доступа на участках местной сети, где не предъявляются значительные требования по надежности, т.к. ущерб, приносимый во время перерывов в работе трафика из-за повреждений линейного тракта, не так значителен, как на магистральных или зоновых участках сети.

Рис.21

Топология “кольцо” (ring) является наиболее распространенной при построении сетей SDH и имеет наибольшее количество вариантов. Различные варианты построения топологии “кольцо” дают возможность обеспечивать резервирование различных типов и по многим параметрам. В простейшем варианте, топология “кольцо” реализуется с помощью ADM (рис.21). Каждый мультиплексор связан с двумя соседними по линейному стыку. Резервирование в топологии “кольцо” может быть организовано по двум вариантам - однонаправленный режим и двунаправленный режим.

При однонаправленном режиме основной трафик передается по кольцу в одном направлении по одному волокну, называемому активным. По второму волокну (в направлении, противоположном основному трафику) проходит либо “пустой” STM-N, либо дублированный основной трафик, или же этот путь используется для трафика, имеющего более низкий приоритет и который может быть оборван на время аварийной ситуации.

При двунаправленном режиме основной трафик передается по обоим волокнам, но половина пропускной способности используется для организации резервного пути, по которому как при однонаправленном режиме может передаваться дублированный основной трафик, “пустой” STM-N или низкоприоритетный трафик.

Рис. 22

Защита основного трафика при обоих режимах может быть организована как на уровне мультиплексорной секции, так и на уровне тракта - при двунаправленном режиме оба варианта обрабатываются одинаково. Следует отметить, что каждый из режимов имеет свои особенности при использовании. Так, двунаправленный режим для эффективной работы требует сбалансированного, равномерно распределенного по всему кольцу трафика, а однонаправленный слабо приспособлен для организации резервирования мультиплексорной секции. Также при обоих режимах происходит снижение использования пропускной способности оборудования, так как для каждого потока (с возможностью резервирования) необходимо организовать резервный поток, при нормальной работе не задействованный.

Рис.23

Последнему недостатку менее подвержена топология кольца, пересеченного одной или несколькими дополнительными связями по линейному стыку (см. рис. 23). При такой схеме построения появляется возможность более гибкой организации резервных связей, а также возможность организации нескольких альтернативных путей резервирования за счет увеличения числа кабельных соединений. На рис.23 показано несколько альтернативных вариантов прохождения трафика между двумя пунктами для данной структуры сети. Общее число потоков с резервированием в этом случае может быть больше, чем при простом кольце. Это обеспечивает возможность динамического восстановления тракта, т.к. на всех участках сети организуется некоторое количество резервных трактов, а в случае повреждения система контроля и управления сетью определяет возможные пути резервирования и организовывает проключение дополнительного тракта. Таким образом, нет необходимости в постоянном резервном тракте для каждого рабочего, что высвобождает значительную часть пропускной способности сети. Также появляется возможность поддерживать трафик при более чем одном обрыве кабеля. Число возможных связей ограничено только максимальным количеством линейных блоков, которые могут быть установлены на одном ADM. Однако данная схема требует увеличения числа линейных оптических блоков и прокладки дополнительных кабельных линий, а соответственно и увеличения стоимости.

Рис.

Гибридом топологий “цепь” и “звезда” является вариант “плоское кольцо”. Построение подобной схемы целесообразно при необходимости выделения трафика в густо расположенных узлах при топологии “цепь” с резервированием по схеме 1+1 по мультиплексорным секциям. Установка в каждом узле двойного количества дорогостоящих плат линейного стыка не является оправданной, так как расстояния между узлами могут быть незначительными. Такая топология позволяет минимизировать число ADM до одного в каждом узле (Рис.24).

Рис.25

В процессе развития сети достаточно часто возникает необходимость в создании соединений между несколькими сетями (местные сети объединяются в зоновую, зоновые - в магистральную, национальные - в междуародную) или между раздельно развивавшимися частями одной сети.

Наиболее интересен случай объединения нескольких синхронных колец. Два синхронных кольца могут быть соединены между собой одной или несколькими связями (рис. 25). Дополнительные связи организуются для увеличения пропускной способности между соединяемыми кольцами и обеспечения возможностей резервирования этого трафика. Возможен так же вариант, когда соединение между синхронными кольцами организуется с помощью создания одной или нескольких станций, общих для обоих колец, или же замыканием нескольких лучей топологии звезда в кольца (рис.26).

Рис.26

Развитием подобных, присоединяемых друг к другу колец является ячеистая (mesh) топология - когда с помощью дополнительных соединений между элементами сети образуется структура, практически каждый элемент которой является частью нескольких колец одновременно. Пропускная способность в такой сети, отводимая резервным трассам, незначительна на каждом отдельном участке, т.к. вероятность одновременного возникновения нескольких аварий в различных частях сети мала, а единичное, даже крупное, повреждение на сети восстанавливается распределением подверженного аварии трафика по остальной сети, имеющей большое число альтернативных связей между каждыми двумя элементами.

4.4.                    Методы защиты синхронных потоков

Первый уровень SDH (STM-1, линейная скорость 155Мбит/с) позволяет организовать линейный тракт, несущий 6З потока Е1 по паре оптических волокон. Первичные цифровые потоки могут программно и дистанционно контролироваться и переключаться по станциям сети. Однако система обслуживания каждого линейного тракта охватывает только 63 потока Е1 данной пары волокон.

Аппаратура четвертого уровня STM-4 с линейной скоростью 622 Мбит/с создает по паре волокон 4 тракта по 63 потока Е1 в каждом. Возможно оперативное переключение любого потока Е1 на любое из 252 мест этого ансамбля. В данной сети достаточно одного тракта STM-4 (два волокна в любом сечении кольца) и т.д.

В сетях SDH существуют различные методы защиты синхронных потоков, которые обеспечивают высокую надежность ее функционирования, а также возможность сохранения и восстановления работоспособности сети (за время десятки миллисекунд) в случае отказа одного из элементов сети или направления передачи, например, обрыва оптического волокна. К таким методам относятся:

1.     Резервирование участков сети по схемам 1+1 и 1:1 по разнесенным трассам.

2.     Организация самовосстанавливающихся кольцевых сетей, резервированных по схемам 1+1 и 1:1.

3.     Резервирование оборудования по схемам 1:1 и 1:N.

4.     Восстановление работоспособности путем обхода неработоспособного узла.

5.     Использование систем оперативного переключения.

Суть резервирования по схеме 1+1 в том, что создаются два равноправных линейных тракта, принятые двумя независимыми приемными устройствами линейные сигналы анализируются, и выбирается тот, который имеет наилучшее соотношение параметров качества.

Резервирование по схеме 1:1 заключается в том, что альтернативным маршрутам назначаются приоритеты: высокий и низкий. Ветвь с низким приоритетом находится в режиме горячего резерва, переключение на нее происходит по аварийному сигналу от системы управления. В этом случае на каждой станции сигнал Е1, предназначенный для другой станции, направляется к последней сразу по обоим направлениям передачи кольца, а на приеме автоматически выбирается наилучший сигнал из двух. Эта система гарантирует сохранение заданного количества потоков Е1 между станциями, но в линии каждая такая связь занимает вдвое большее число трактов. Данная система может применяться не по всей сети, а только для тех связей, которые требуют такого качества связи. При использовании ее для станций на линиях ответвления эти линии должны быть продублированы.

Резервирование оборудования по системе N:1 состоит в том, что на N основных блоков используется один резервный. Переключение на резерв осуществляется автоматически при отказе одного из основных. Следует отметить, что такая схема резервирования не влияет на общую схему сети, увеличивая ее надежность.

Окончательные решения по системе резервирования оборудования и линейных трактов ЦСП может быть принято на основе конкретных данных по стоимости аппаратуры и кабеля с учетом требований по надежности и качеству связи.

5.     Тактовая синхронизация сети SDH

5.1.            Задачи системы тактовой синхронизации сети

Важной проблемой при строительстве, настройке и технической эксплуатации цифровых сетей связи, в том числе и SDH, является передача информации с высоким качеством в соответствии с международными нормами. Так, одним из показателей качества передачи цифровых трактов и каналов является наличие проскальзываний (slips). Проскальзывания - это исключение или повторение одного или группы передаваемых по сети двоичных символов, приводящее к потере или неверной передаче части информации. Основной причиной проскальзываний является наличие значительного количества оборудования группообразования, которое подстраивает тактовую частоту данного цифрового канала под свой внутренний задающий генератор. Количество таких подстроек и нестабильность задающих генераторов приводят к искажению передаваемой информации. Данная проблема решается несколькими способами: введением балансных бит, использованием буферов памяти, синхронизацией внутренних задающих генераторов и т. д. Однако при значительном увеличении скорости передачи информации (количество применяемых для выравнивания скоростей балансных бит по отношению к полезной информации резко увеличивается) и при объединении цифровых систем передачи с электронными системами коммутации в единую цифровую сеть возникает острая необходимость создания системы тактовой синхронизации сети (ТСС).

Задача ТСС и сводится к устранению в пере­даваемой информации искажений, вызванных различием частот передачи и обра­ботки информации на сети и создающих проскальзывания. При этом под балансную нагрузку для исправления нестабильности частот задающих генераторов должно отводиться как можно меньше ресурсов.

Рис.27

Cистема ТСС SDH является одним из основных факторов, обеспечивающих высокое качество передачи информации и строится по иерархическому принципу (рис.27).

Верхний уровень иерархии занимает первичный эталонный задающий генератор (primary reference clock, PRC), который вырабатывает сигнал синхронизации высокого качества (долговременная стабильность частоты PRC составляет не более чем 1х10-11).

В качестве PRC чаще всего используется цезиевый стандарт частоты. Возможен прием и подстройка частоты PRC от глобальной системы позиционирования (global positioning system, GPS), в подчиненных цифровых сетях вместо PRC можно использовать тактовые сигналы генераторов высших сетей.

Второй уровень иерархии занимают ведомые задающие генераторы (synchronization supply unit, SSU), которые синхронизируются от генератора более высокого порядка. Собственная долговременная стабильность частоты SSU составляет не более 10-9 (cогласно Рек. МСЭ-Т G.812).

Третим уровнем иерахии являются задающие генератор оборудования SDH (SDH equipment clock, SEC), подстраиваемые от внешнего источника.

Рис.28

Синхросигнал между PRC/SSU или PRС/SEC распределяется двумя возможными методами (рис.28):

- каскадным методом, при котором сигналы синхронизации передаются по так называемым трактам синхронизации (в качестве которых используются линейные тракты STM-N). Линейный сигнал непосредственно не несет информацию о синхронизации; на сетевых элементах подчиненная аппаратура выделяет сигнал тактовой синхронизации из принимаемого линейного сигнала STM-N и синхронизирует SEC и SSU;

- передачей сигнала 2,048 Мбит/c, используя оборудование PDH и линейный тракт, который синхронизирует SSU и, в свою очередь, распределяет синхронизацию по SEC.

5.2.            Факторы, влияющие на передачу сигналов синхронизации

Требования к синхронизации цифровых сетей - это компромисс между несколькими конфликтующими параметрами. С одной стороны, это конкретные параметры сигналов синхронизации в аппаратуре, с другой - выполнение данных параметров на сети в целом. Количество синхронизируемых от одного задающего генератора цифровых сетей может быть безгранично, но в какой-то момент происходит ухудшение с позиции синхронизации следующих параметров:

- фазовый шум оборудования и тракта синхронизации для PRС, SSU, SEC;

- дрейф и дрожание фазы тракта синхронизации;

- сдвиги фазы, вызванные переходными процессами вследствие некоторых операций по преобразованию или испытанию. Данные операции происходят в среднем не реже 1 раза в месяц в связи с перестройками и сбоями системы синхронизации для достаточно разветвленной ТСС. Поэтому для разумного снижения качества, которое входит в международные нормы качества, было принято, что сдвиг фазы между двумя SSU допускается не более 1 мкс в 25 дней.

С учетом перечисленных выше дестабилизирующих факторов на основании теоретических и практических исследований были определены структуры, количество цепей и элементов синхронизации. Согласно ETSI 300 462-2 один PRC распределяет синхронизацию на десять SSU через 20 SEC. Ввозможен вариант 40 SEC между двумя SSU, но данный случай может вызвать ухудшение качества передачи сигналов синхронизации.

5.3.            Режимы синхронизации оборудования SDH

В SDH возможны два режима синхронизации оборудования - нормальный и аварийный.

1. Нормальный режим

Система ТСС строится по принципу распределительной древовидной (радиально-узловой) структуры. Синхронизация производится передачей сигнала синхронизации от одного задающего генератора элемента сети (network element clock, NEC) к следующему.

Для обеспечения высоконадежной работы системы синхронизации NEC обязательно резервируется.

В качестве перенос­чиков сигналов тактовой синхронизации в системах SDH используются линейные сигналы STM-N, т. к. они не под­вержены согласованию указателей (pointer justification). Информацию о синхронизации содержит первый ряд STM-1 SOH (который не скремблируется), в байте S1 (биты 5-8) находится информация о статусе синхронизации (см. табл.6). Информация, принятая в байте S1, сравнивается с ожидаемым значением и в случае пяти последовательных несовпадений генерируется аварийный сигнал.

Для надежной передачи сигнала синхронизации оборудование SDH имеет возможность синхронизироваться от нескольких источников, для каждого из которых задается соответствующий приоритет использования (так называемая таблица приоритетов). Так, при пропадании источника синхронизации с высшим выбранным приоритетом происходит автоматический переход на более низший.

Возможные приоритеты синхронизации оборудования SDH показаны на рис. 29:

- от внешнего источника 1 - аппарат синхронизируется от внешнего синхросигнала, физически подаваемого на разъем 1;

- от внешнего источника 2 - аппарат синхронизируется от внешнего синхросигнала, физически подаваемого на разъем 2;

- от линии 1 - аппарат синхронизируется по синхросигналу, восстановленному из линейного сигнала STM-N, принимаемого с линии 1;

- от линии 2 - аппарат синхронизируется по синхросигналу, восстановленному из линейного сигнала STM-N, принимаемого с линии 2;

- от порта распределительного блока - аппарат синхронизируется по синхросигналу, восстановленному из одного входного компонентного сигнала (2 Мбит/с, 34 Мбит/с, 140 Мбит/с).

Рис.29

Непосредственно для синхрониза­ции оборудования, расположенного на узлах и станциях цифровой сети, в оборудовании SDH обычно предусматривается несколько выходов синхронизации 2,048 кбит/с.

2. Аварийный режим

Если сетевой элемент теряет принудительную синхронизацию (внешнюю или линейную), аппаратура способна продолжать синхронизацию передаваемого сигнала от NEC. В случае потери сигналов синхронизации от ведущего NEC ведомый NEC переходит в режим удержания (holdover), что соответствует переходу данного участка сети SDH в плезиохронный режим. В этом режиме частота и фаза NEC отражает последнюю известную частоту и фазу синхронизации еще некоторое время с достаточной точностью с отклонением не более + 2,0 ppm (миллионных долей) в течение около 48 часов, а затем переходит в режим свободного генерирования (free running) c отклонением тактовой частоты от номинальной величины не более + 4,6 ppm (4,6*10-6).

После устранения неисправности автоматически возвращается источник синхронизации высшего приоритета.

5.4.            Топология организации системы ТСС

С точки зрения построения топологии синхронной сети необходимо правильно выставить приоритеты синхронизации каждого сетевого элемента в отдельности и всей сети в целом. Так, система ТСС должна строиться по следующим принципам:

- удовлетворять по всем параметрам рекомендациям МСЭ-Т;

- не должна оказывать какие-либо отрицательные влияния на устойчивость сети (предполагается резервирование наиболее важных трасс синхронизации и задающих генераторов);

- должна быть рассчитана на работу в условиях постоянно перестраивающейся и модернизирующейся сети и обладать достаточной гибкостью для перестройки и модернизации в режиме действующего трафика.

Рассмотрим организацию передачи сигналов синхронизации по стандартным топологиям сети SDH.

Рис. 30

При топологии “цепь” и “звезда” сигналы синхронизации обычно передаются в цикле STM-N без резервирования, для резервирования применяются другие сети (рис.30).

Рис.31

В случае, когда сеть SDH строится по топологии “кольцо”, появляется возможность в полной мере использовать ресурсы резервирования синхронизации при потере или ухудшении качества синхросигнала (рис.31). Однако при неправильной расстановке приоритетов синхронизации и при определенных обстоятельствах ухудшения основного сигнала синхронизации (при переходе на источник более низкого приоритета) происходит не восстановление системы синхронизации, а переход части аппаратов в режим работы от внутреннего генератора (кольцо по синхронизации). Поэтому должен выдерживаться строго иерархический принцип распределения синхронизирующего сигнала при установке приоритетов синхронизации. Во избежание изменения системы ТСС синхронизации при нарушениях в работе части кольца и спонтанного перехода аппаратов на другие приоритеты используется протокол информациии о статусе синхронизации (synhronisation status message, SSM).

В байте S1 секционного заголовка STM-N SOH передается информация, являющаяся причиной закрытия внешних выходов синхронизации (распространения синхронизации на другие NEC), когда принимаемый сигнал синхронизации более низкого качества, чем от внутреннего генератора NE.

Дополнительное применение протокола SSM - это управление системой синхронизации цепи или кольца. Каждая подсеть меняет направление синхронизации при потере главного пути, но для того чтобы сохранилась строго иерархическая структура избежания колец по синхронизации, каждый NE должен послать сообщение “Не использовать” обратно в тот NE, из которого он берет синхронизацию, чтобы отдающий синхронизацию аппарат при потере собственных источников синхронизации не переключился на использование синхросигнала от аппаратов, которым он должен распределять синхросигнал.

 

 

Тема 16

Тема 16

Оглавление

1.... Передача сигналов в линейном тракте ЦСП.. 2

1.1 Структура линейного тракта ЦСП.. 2

1.2 Особенности передачи импульсных сигналов по линейным трактам. Межсимвольные искажения 1 и 2 рода. 3

1.3 Требования к линейным кодам. 6

1.4 Классификация линейных кодов. 7

1.5 Виды элементов для передачи символов линейных сигналов. 8

1.6 Расчет энергетического спектра линейного сигнала. 10

1.6.1 Расчет статистических параметров случайного процесса. 10

1.6.2 Расчет спектральной плотности мощности случайного процесса. 12

1.7 Текущая цифровая сумма цифрового сигнала. 18

1.8 Избыточность линейного сигнала. 20

1.9 Код NRZ. 21

1.10 Код RZ (с возвратом к нулю) 23

1.11 Временные характеристики блочных кодов вида mBnB. 25

1.12 Абсолютный и относительный биимпульсные коды с пассивной и активной паузой. 26

1.13 Код CMI. 33

1.14 Коды mВnВ, m³2. 35

1.15 Позиционно-импульсная модуляция. 39

1.16 Квазитроичные коды.. 40

1.17.1 Коды типа 1В1Т. 40

1.17.2 Код с чередованием полярности импульсов. 41

1.17.3 Коды с замещением серии нулей. 45

1.18 Парноселективный троичный код. 48

1.19 Многоуровневые коды.. 49

1.20 Троичные коды 3В2Т,4В3Т. 50

1.21 Многоуровневые коды типа mB1M.. 52

1.22 Скремблирование цифрового потока. 55

1.23.1 Самосинхронизирующийся скремблер. 57

1.23.2 Аддитивный скремблер. 57

 

 


 

1             Передача сигналов в линейном тракте ЦСП

1.1      Структура линейного тракта ЦСП

 

Групповой цифровой сигнал, сформированный оборудованием АЦО, первичным мультиплексором или оборудованием временного группообразования (ОВГ) поступает в линейный тракт ЦСП, который содержит:

-       передающее и приемное оборудование линейного тракта;

-       участки линии связи;

-       пункты регенерации и усиления (обслуживаемые (ОРП, ОУП) и необслуживаемые (НРП, НУП)).

 

С оконечного станционного оборудования и ОРП обеспечивается:

-       дистанционное питание НРП;

-       контроль за состоянием НРП и ЛТ.

В случае использования в качестве направляющей системы оптического кабеля в состав линейного тракта могут быть включены дополнительно оптические усилители, устройства компенсации дисперсии, оптические мультиплексоры и демультиплексоры и пр.

Система передачи – комплекс технических и программных средств, обеспечивающих образование линейного тракта, типовых групповых трактов и каналов передачи первичной сети. Системы передачи различают в зависимости:

-     от вида сигналов, передаваемых в линейном тракте:

аналоговые;

цифровые;

-     от среды распространения сигналов электросвязи:

проводные и радиосистемы.

При передаче импульсных сигналов по линейному тракту на него воздействуют различного рода помехи:

-     линейные – помехи от линейных переходов – переходные помехи, связанные с переходными влияниями от параллельно работающих систем передачи;

-     внешние – импульсные помехи и фоновые;

-     собственные шумы линии связи и активных элементов регенератора;

-     помехи, связанные с искажениями в линейном тракте

неравномерность АЧХ – межсимвольные искажения 1-го и 2-го рода;

нелинейность ФЧХ – формирование эхо-сигналов.

Нелинейные искажения в линейном тракте на передачу цифровых сигналов существенного влияния не оказывают.

1.2      Особенности передачи импульсных сигналов по линейным трактам. Межсимвольные искажения 1 и 2 рода.

 

В данном разделе рассматриваются принципы передачи сигналов в линейных трактах цифровых систем передачи (ЦСП), когда сигнал передается по направляющим системам (в линию) в виде видеоимпульсов. Форма импульсов может быть различной. Простейший случай – прямоугольная форма импульса (рисунок 1.1,а).

Модуль спектральной плотности одиночного импульса прямоугольной формы (рисунок 1.1,б):

 

.

 

а) б)

Рисунок 1.1

 

До первого нуля функции модуля спектральной плотности одиночного импульса сосредоточено не менее 90% энергии сигнала, т.е. полосу сигнала при передаче по линейному тракту можно ограничить частотой при удовлетворительном сохранении формы.

Если необходимо сохранить значение сигнала только в середине тактового интервала, полосу частот можно уменьшить до значения (предел Найквиста).

Импульсный сигнал, передаваемый по линейному тракту претерпевает линейные искажения. Источники таких искажений:

- участки линий связи;

- блоки сопряжения линии связи со входом/выходом аппаратуры связи (согласующие трансформаторы).

 

Искажения сигналов при передаче по линейному тракту обусловлены ростом затухания линии связи с увеличением частоты, что ограничивает полосу частот линейного тракта сверху (рисунок 1.2). В случае использования в качестве направляющей системы оптического волокна, ограничение полосы частот сверху связано с частотными характеристиками оптических передатчика и приемника.

 

Рисунок 1.2

 

При этом участок линии связи можно в первом приближении представить в виде интегрирующей цепи с постоянной времени t. Тогда граничная частота такого ФНЧ (интегрирующей цепи) будет равна

.

Переходная характеристика интегрирующей цепи

 

 

В этом случае импульс на выходе можно представить как разность двух переходных процессов.

С увеличением протяженности участка линии связи (ЛС), постоянная времени t увеличивается, что ведет к уменьшению амплитуды и увеличению длительности импульса. Это, в свою очередь, приводит к появлению межсимвольных искажений первого рода, которые связаны с подавлением высокочастотных компонент импульсного сигнала (τ2 < τ1, fгр1<fгр2) (рисунок 1.3).

При межсимвольных искажениях первого рода наиболее сильно влияют друг на друга символы, расположенные на соседних тактовых интервалах. Это проявляется в следующем:

- амплитуды импульсов получают случайные приращения;

- изменяются случайным образом моменты появления импульсов, что ухудшает работу системы тактовой синхронизации;

- случайным образом меняется длительность импульсов.

 

Все это усложняет процесс принятия решения, ведет к уменьшению помехозащищенности регенератора и, как следствие, к увеличению коэффициента ошибки регенератора.

Межсимвольные искажения второго рода связаны с ограничением полосы линейного тракта снизу вследствие наличия разделительных и согласующих элементов: в СП по электрическому кабелю это в первую очередь линейные трансформаторы, при использовании оптического кабеля – разделительные элементы электрической части тракта. Они вызваны подавлением постоянной и низкочастотных составляющих спектра передаваемого сигнала.

Межсимвольные искажения второго рода приводят к появлению длительного последействия: суммарное напряжение хвостов всех предыдущих импульсов воздействует на каждый последующий, изменяя случайным образом его амплитуду.

Например, для последовательности импульсов в коде NRZ влияние ограничения полосы пропускания в области низких частот показано на рисунке 1.4.

 

 

 

Принятие решения при регенерации сигнала по такой функции требует специальных мер по восстановлению постоянной составляющей или соответствующей адаптации порога.

Чтобы устранить влияние межсимвольных искажений на качество работы регенератора к линейным кодам предъявляются определенные требования.

Преобразование с использованием различных уровней.

Допустим, для передачи в линию сигнала в коде NRZ используются значения напряжений U – для передачи логической единицы, 0 – логического нуля. При равной вероятности появления логических символов необходимая для передачи средняя мощность равна

 

 

В линию связи на основе электрического кабеля с точки зрения эффективного использования мощности целесообразно передавать двоичный сигнал с той же разницей в уровнях, симметрично сбалансированных относительно «0» – ±U/2. В этом случае средняя мощность будет равна

 

В этом случае требуемая мощность уменьшается в 2 раза. Однако остается эффект плавания постоянной составляющей.

Нелинейность ФЧХ линейного тракта. Наличие стыков в кабельных линиях, имеющих различное характеристическое сопротивление, и мест сварки в оптических волокнах, приводит к колебательным отклонениям характеристики ГВЗ линии связи от постоянной величины. Это в свою очередь является причиной появления эхо-сигналов – паразитных импульсных последовательностей, наложение которых на основной импульсный сигнал приводит к искажению формы импульса и, соответственно, увеличению вероятности ошибки регенератора.

В реальных условиях форма импульса на выходе участка линии связи (с учетом всех влияющих факторов) близка к гауссовской.

Методы борьбы с искажениями, вносимыми линейным трактом:

- правильный выбор линейного кода;

- правильный выбор формы одиночного импульса

- фильтрация сигнала входными цепями регенератора.

Предложенные меры, однако, не устраняют, а только минимизируют влияние межсимвольных искажений как первого, так и второго рода.

1.3    Требования к линейным кодам

 

Для передачи по линиям связи исходные первичные сигналы перекодируются в тот или иной код, предназначенный для передачи в линию - линейный код.

Сформированный линейный сигнал должен обладать следующими свойствами:

1)  иметь минимальную спектральную плотность на нулевой частоте и в области низких частот, что обеспечит уменьшение межсимвольных искажений второго рода;

2)  содержать информацию о тактовой частоте передаваемого сигнала в виде дискретной составляющей или обеспечивать простоту ее выделения; минимизировать возможную длину блоков повторяющихся символов «0» и «1»;

3)  спектр импульсного сигнала должен быть достаточно узкополосным для передачи через канал связи, что минимизирует межсимвольные искажения первого рода;

4)  код не должен приводить к существенному размножению ошибок;

5)  обеспечивать возможность контроля кодовых (линейных) ошибок;

6)  иметь малую избыточность, что не приводит к значительному увеличению скорости передачи сигнала в канале. Избыточность линейного кодирования должна обеспечивать четкие признаки появления ошибок, которые проявляются в виде нарушений временной структуры линейного сигнала.

7)  спектральная плотность непрерывной составляющей спектра вблизи выделяемой тактовой частоты должна быть по возможности малой, чтобы не создавать помех устройству ВТЧ.

Требования к линейным кодом можно сгруппировать в соответствии со следующими критериями:

-       обязательные:

-         независимость от источника информации;

-         однозначность декодирования.

-       желательные:

-         эффективность (низкая избыточность);

-         возможность обнаружения и исправления ошибок;

-         оптимальный энергетический спектр;

-         наличие хронирующей информации;

-         наличие информации об уровне сигнала

-       зависящие от особенностей кодирования:

-         наличие информации о блочной синхронизации;

-         малый коэффициент размножения ошибок.

Универсальных линейных кодов (как и видов модуляции) не существует. В каждом конкретном случае необходимо учитывать специфику работы ЦСП и вид линии связи:

- специфику используемой элементной базы;

- назначение ЦСП

- простоту реализации устройств кодирования (декодирования) линейного сигнала.

При выборе линейного кода оцениваются его различные качества, спектральные и временные характеристики.

1.4           Классификация линейных кодов

 

Линейные коды можно классифицировать по следующим признакам:

1) по виду сигнала, передаваемого в линию:

- в линию передаются видеоимпульсы;

- в линию передаются радиоимпульсы (используются следующие виды цифровой модуляции: КАМ (QAM), QPSK, CAP, амплитудная, частотная, фазовая манипуляции).

2) по соотношению скорости передачи символов линейного сигнала со скоростью передачи информации исходного сигнала (B-скорость передачи информации , R-скорость передачи символов) для кодов типа mBnM:

- B=R n=m

- B>R n>m

- B<R n<m.

3) по характеру изменения статистических свойств линейного сигнала

-алфавитные;

-неалфавитные.

Алфавитный код – код, у которого статистические свойства двоичной последовательности меняются путем ее деления на группы с постоянным числом тактовых интервалов с последующим преобразованием этих групп по определенному алфавиту в группы символов кода с другим основанием и другим числом тактовых интервалов.

Неалфавитный код - код, у которого изменение статистических свойств происходит при некоторых условиях (например, при заданном количестве следующих подряд нулей).

4) по наличию зависимости между символами, передаваемыми на соседних тактовых интервалах линейного сигнала:

- с памятью;

- без памяти.

С памятью - существует зависимость между символами, которые передаются на соседних тактовых интервалах (относительный биимпульсный код, CMI).

Без памяти - нет корреляции (зависимости) между символами, которые передаются на соседних тактовых интервалах (NRZ, mB1M).

5) по изменению постоянной составляющей линейного сигнала:

- сбалансированный – постоянная составляющая не изменяется при передаче линейного сигнала;

- несбалансированный – постоянная составляющая изменяется при передаче линейного сигнала.

 

1.5  Виды элементов для передачи символов линейных сигналов

 

В общем виде сигнал, передаваемый по цифровому линейному тракту, можно представить в виде (аналитическое представление случайной реализации цифрового сигнала):

 

 

где n – порядковый номер символа;

- значение n-го символа (на n-м тактовом интервале) с уровнем k, появляющееся с вероятностью pk), k=1…М;

M – число уровней кода;

S(t) – функция, описывающая форму одиночного импульса.

К примеру, для двоичного кода α(1)=0, α(2)=1, для троичного α(1)= -1, α(2)=0, α(3)=1.

 

Импульсный сигнал, передаваемый в линию, можно представить сочетанием видеоимпульсов и пауз на тактовых интервалах. Статистические свойства коэффициентов и спектр сигнала S(t) и будут характеризовать свойства линейных сигналов.

Одно из возможных представлений линейного сигнала – в виде комбинации элементов импульсного сигнала, т.е. линейный сигнал можно представить любым сочетанием видеоимпульсов и пауз внутри временного интервала Т, отведенного для передачи одного символа.

При передаче символов «0» и «1» исходной двоичной информации может использоваться комбинация любых элементов видеоимпульса сигнала. Может использоваться многоуровневая модуляция отдельных элементов.

Выбор вида импульсного сигнала целесообразно проводить также с учетом потенциальной помехоустойчивости, которая зависит от эквивалентной мощности элементов сигнала.

 

Виды элементов для передачи символов линейного сигнала представлены на рисунке 1.6. Примеры линейных кодов, получаемых комбинациями базовых элементов приведены в таблице 1.1.

При использовании базовых элементов формируются следующие коды:

S1, S2 – моноимпульсный сигнал биполярный (с активной паузой);

S3, S4 – биимпульсный (бифазный) сигнал;

S1, S0 – однополярный сигнал (с пассивной паузой).

Важным признаком линейного сигнала является устойчивость при выделении сигнала тактовой частоты, который можно характеризовать двумя параметрами:

рТ – параметр, характеризующий среднее значение тактовой частоты в цифровом сигнале при равной вероятности передачи двоичных символов;

kТ – характеризует устойчивость признаков тактовой синхронизации при различных предельно возможных вероятностях передачи двоичных символов.

 

Таблица

Линейный код

pТ

kT

Элементы сигналов, используемые для передачи

Эквивалентная мощность элементов, Рэ

1

0

Моноимпульсный биполярный (NRZ с акт.паузой)

0.5

0

S1

S2

А2

Биимпульсный биполярный

0.5

0.5

S3

S4

А2

RZ

0.5

0

S5

S9

А2/8

NRZ (с пассивной паузой)

0.5

0

S1

S9

А2/4

ЧПИ 50%

0.5

0

S5, S6

S9

А2/8

ЧПИ 100%

 

 

S1, S2

S9

А2/4

1.6          Расчет энергетического спектра линейного сигнала

1.6.1    Расчет статистических параметров случайного процесса

До приема сообщения информационный сигнал рассматривается как случайный процесс, представляющий собой совокупность функций времени, подчиняющихся некоторой общей для них статистической закономерности. Одна из этих функций, ставшая полностью известной после приема сообщения, называется реализацией случайного процесса. Эта реализация является уже не случайной, а детерминированной функцией времени.

На рисунке 4.1 изображена совокупность функций х1(t), х2(t), ..., образующих случайный процесс X(t). Значения, которые могут принимать отдельные функции в момент времени t = t1, образуют совокупность случайных величин х1(t), х2(t), ...

 

 

Рисунок 1.7 – Совокупность реализаций случайного процесса

 

Вероятность того, что величина xk(t1) при измерении попадает в какой-либо заданный интервал (а, b) (рис. 1.7), определяется выражением

 

.

 

Функция р(х;t1) представляет собой дифференциальный закон распределения случайной величины х(t1); p(х;t1) называется одномерной плотностью вероятности, а Pt1 — интегральной вероятностью.

При любом характере функции p(х;t1)должно выполняться равенство

где хmax и хmin – границы возможных значений функции x(t1).

В случае, когда x(t) случайная величина дискретного типа и может принимать любое значение из конечного числа дискретных значений, то справедливо выражение

где Рi – вероятность, соответствующая значению хi.

Задание одномерной плотности вероятности p(х;t1) позволяет производить усреднение как самой величины х, так и любой функции f(x). Под статистическим усреднением понимается усреднение х по множеству (ансамблю) в каком-либо сечении процесса – в фиксированный момент времени.

Для практических приложений наибольшее значение имеют следующие параметры случайного процесса:

математическое ожидание mx:

 

;

 

дисперсия:

 

;

 

среднеквадратическое отклонение:

 

.

 

Более полной характеристикой случайного процесса является двумерная плотность вероятности p1, х2; t1, t2), учитывающая связь значений х1 и х2 , принимаемых случайной функцией в произвольно выбранные моменты времени t1, t2.

Случайный процесс называется стационарным, если его статистические характеристики (любого порядка) зависят только от интервалов t2-t1 и не зависят от положения этих интервалов в области изменения аргумента t (при любом сдвиге точек во времени). Соответственно, выражения не зависят от фиксированных моментов времени

и т.д.

Стационарный случайный процесс называется эргодическим, если при определении любых статистических характеристик усреднение по множеству реализаций эквивалентно усреднению по времени одной теоретически бесконечно длинной реализации. Условие эргодичности случайного процесса включает в себя и условие его стационарности.

Например (усреднение времени)

 

 

1.6.2 Расчет спектральной плотности мощности случайного процесса

 

Подразумевая под случайным процессом множество (ансамбль) функций времени, необходимо иметь в виду, что функциям, имеющим различную форму, соответствуют различные спектральные характеристики.

Усреднение комплексной спектральной плотности по всем функциям приводит к нулевому спектру процесса (при М[х(t)] = 0) из-за случайности и независимости фаз спектральных составляющих в различных реализациях.

Можно, однако, ввести понятие спектральной плотности среднего квадрата случайной функции, поскольку значение среднего квадрата не зависит от соотношения фаз суммируемых гармоник. Если под случайной функцией х(t) подразумевается электрическое напряжение или ток, то средний квадрат этой функции можно рассматривать как среднюю мощность, выделяемую в сопротивлении 1 Ом. Эта мощность распределена по частотам в некоторой полосе, зависящей от механизма образования случайного процесса.

Спектральная плотность средней мощности представляет собой среднюю мощность, приходящуюся на 1 Гц при заданной частоте ω. Размерность функции G(ω), являющейся отношением мощности к полосе частот, есть

 

[G(x)] = [Мощность/ Полоса частот]

 

[Мощность·время]=[Энергия].

 

Спектральную плотность случайного процесса можно найти, если известен механизм образования случайного процесса.

В частности, выделив из ансамбля какую-либо реализацию xk(t) и ограничив ее длительность конечным интервалом Т, можно применить к ней обычное преобразование Фурье и найти спектральную плотность ZkT(ω). Тогда энергию рассматриваемого отрезка реализации можно вычислить с помощью формулы:

 

.

 

 

Разделив эту энергию на время T, получим среднюю мощность k-й усеченной реализации случайного процесса (на отрезке времени Т):

 

.

 

При увеличении Т энергия ЭkT возрастает, однако отношение ЭkT/T стремится к некоторому пределу. Совершив предельный переход при Т→∞, получим:

 

,

 

где

 

 

и есть спектральная плотность средней мощности рассматриваемой k-й реализации.

В общем случае величина Gk(ω) должна быть усреднена по множеству реализаций. Ограничиваясь в данном случае рассмотрением стационарного и эргодического процесса, можно считать, что найденная усреднением по одной реализации функция Gk(ω) характеризует весь процесс в целом. Опуская индекс k, получаем окончательное выражение для средней мощности случайного процесса:

 

,

 

где

 

.

 

Если рассматривается случайный процесс с ненулевым средним значением х(t), то спектральную плотность следует представить в форме:

 

,

 

где G~(ω) — сплошная часть спектра, соответствующая флуктуационной составляющей x,

δ(ω) — дельта-функция.

Рассмотрим сигнал в линейном коде как импульсный случайный процесс с детерминированным тактовым интервалом. Элементы линейного сигнала будем описывать как базовые U0(t) со случайными коэффициентами αk. В общем виде усеченную реализацию случайного процесса можно описать выражением:

 

,

 

где U0(t) – функция, описывающая базовый элемент (одиночный импульс) линейного сигнала,

αk – случайные независимые коэффициенты, связанные с появлением импульса на k-м тактовом интервале,

N – количество импульсов в усеченной реализации импульсного случайного процесса с детерминированным тактовым интервалом.

Спектральная плотность одиночного импульса в общем виде равна:

 

.

 

Спектральная плотность одиночного импульса, смещенного во времени на tk = k·T0, согласно теореме сдвига равна:

 

.

 

Тогда спектральная плотность реализации случайного процесса, в соответствии с принципом суперпозиции равна:

 

.

Исходя из (4.10) и того, что квадрат модуля комплексного числа равен его произведению на комплексно сопряженное, определим квадрат модуля спектральной плотности реализации случайного процесса

 

 

Так как для стационарного эргодического случайного процесса функция спектральной плотности мощности Gk(ω), найденная усреднением по одной реализации, характеризует случайный процесс в целом, произведем усреднение по k.

 

 

где – среднее значение коэффициента αk,

– среднее значение квадрата αk.

Эти значения вычисляются соответственно по формулам:

 

,

 

где M – количество значений, принимаемых коэффициентом αk,

– вероятность появления коэффициента αi.

 

Импульсный сигнал в общем случае можно рассматривать как нестационарный импульсный случайный процесс (ИСП). ИСП - последовательность идентичных импульсов, параметры которых изменяются случайным образом. ИСП определяется бесконечным множеством реализаций.

ИСП с детерминированным тактовым интервалом - простейший случай ИСП, для которого характерно отсутствие флуктуаций длительностей и моментов появления импульсов, случайным является появление импульсов с конечным количеством уровней.

Осуществляя соответствующие подстановки и преобразования получаем выражение для СПМ ИСП с детерминированным тактовым интервалом (справедлива для сигналов в коде NRZ, RZ, mB1M):

 

 

где - непрерывная составляющая СПМ (энергетический спектр),

 

- дискретная составляющая СПМ.

 

- дисперсия амплитуд импульсов,

Rp – коэффициент корреляции амплитуд n и j-го импульсов, зависит от разности p=n-j,

а0 – среднее значение амплитуд импульсов (математическое ожидание амплитуд импульсов)

Величины а0, , Rp можно определить, зная вероятности появления уровней p(ai), по формулам

 

где рik(р) – вероятность перехода от уровня аi к уровню аk для символов, отстоящих друг от друга на р символов;

М – количество разрешенных уровней символов линейного сигнала.

Правильный выбор значений величин а0, , Rp влияет на формирование спектральной плотности мощности ИСП.

Дискретная составляющая представляет собой набор -функций, соответствующих гармоникам тактовой частоты .

Огибающая обеих частей СПМ изменяется в соответствии со спектром одиночного импульса.

Непрерывная часть спектра характеризует спектральную плотность мощности случайной составляющей процесса, зависит от статистических характеристик случайных флуктуаций амплитуды, длительности и временного сдвига (в общем случае).

Требования к непрерывному спектру:

- относительная узкополосность СПМ, что уменьшает межсимвольные искажения из-за ограничения полосы частот линейного тракта.

- отсутствие спектральной плотности на нулевой частоте и малые значения плотностей в низкочастотной области. Эти составляющие связаны с возможностью группирования «0» и «1», что приводит к плаванию среднего уровня сигнала при усреднении на конечном числе тактовых интервалов. Это неизбежно при безызбыточном кодировании.

- СПМ непрерывной составляющей спектра вблизи выделяемой тактовой частоты fт должна быть по возможности мала. Случайные составляющие сигнала в этой области спектра создают помехи устройству синхронизации.

Дискретная составляющая характеризует спектральную плотность средней мощности регулярной составляющей процесса, зависит от средних значений амплитуд импульсов. Дискретные составляющие связаны с временной функцией математического ожидания и выражаются с помощью δ-функций.

Формулы являются общими и справедливы для импульсных случайных последовательностей с любым распределением амплитуд импульсов.

Итак, спектральная плотность мощности цифрового сигнала зависит от:

1)     формы используемых импульсов;

2)     статистических характеристик импульсного потока, которые определяются свойствами кодируемого сигнала и типом кода;

3)     статистических характеристик флуктуаций, вызванных помехами.

В дальнейшем при анализе параметров линейных кодов предполагаем, что в сигнале отсутствуют флуктуации длительностей и моментов появления импульсов, т.е. сигнал в том или ином линейном коде рассматривается как ИСП с детерминированным тактовым интервалом.

 

1.7           Текущая цифровая сумма цифрового сигнала

 

Цифровая сумма – алгебраическая сумма амплитуд импульсов на временном отрезке М-уровневого сигнала, отнесенная к абсолютному значению разности соседних по величине уровней D.

Для блока из n символов М-уровневого сигнала цифровая сумма определяется как сумма алгебраических значений элементов импульсной последовательности на временном отрезке:

- алгебраическое значение элемента

 

где - постоянная составляющая неограниченной последовательности;

М – количество разрешенных уровней ИСП;

ui – уровень символа на i-том такте;

- алгебраическое значение i-го элемента (с уровнем ui), связанное с вероятностью появления символа линейного сигнала.

Например, для двухуровневых кодов при одинаковой вероятности появления символов р(U0)=р(U1)=0,5 и значениях напряжений, соответствующих уровням: U0=0, U1=D, постоянная составляющая равна а0=D/2, а алгебраические значения элементов линейного сигнала соответственно равны:

 

а0*=-1/2

а1*=1/2

 

Текущая цифровая сумма (ТЦС) – сумма алгебраических значений m элементов цифровой последовательности.

,

часто удобно оперировать с величиной , являющейся удвоенным значением ТЦС.

Например, для кодов NRZ и абсолютного биимпульсного с пассивной паузой осциллограммы сигналов и соответствующие каждому символу удвоенные значения ТЦС представлены на рисунке 1.7

Для кода NRZ вследствие независимости элементов значения при удлинении импульсной последовательности не ограничены по величине и лежат в пределах. Это свидетельствует о:

1) наличии низкочастотных составляющих в энергетическом спектре,

2) невозможности контроля ошибок при декодировании сигнала.

 

Рисунок 1.7

 

Конечное число значений ТЦС свидетельствует о том, что:

1)       равна нулю спектральная плотность энергетического спектра на частоте f=0,

2)       возможно обнаружение ошибок в работе декодера линейного сигнала (кодовых ошибок). В режиме поэлементной обработки линейного сигнала по значениям ТЦС можно обнаружить любые одиночные ошибки;

3)       возможна коррекция фазы блочной синхронизации, которая необходима при декодировании импульсной последовательности в алфавитном коде;

4)       мала спектральная плотность в низкочастотной области (0,1.. 0,3)f т;

5) код является сбалансированным.

В случае контроля кодовых ошибок регенератор, работающий в режиме поэлементной обработки линейного сигнала, по значениям ТЦС может обнаруживать одиночные ошибки. Алгоритм контроля кодовых ошибок для сигнала в биимпульсном коде представлен на рисунке 1.8.

 

Накопитель ТЦС

 

Рисунок 1.8

 

Для биимпульсного сигнала любая замена 0 на 1 и наоборот в импульсной последовательности приводит к уходу ТЦС на дополнительные пределы ‑1/2 или 1/2. Фиксируя ошибку, счетчик возвращает накопитель ТЦС в превышенное предельное состояние.

При накоплении определенного числа ошибок на заданном временном отрезке система контроля выдает сигнал о неисправности регенератора и переключении на резерв (если он есть).

1.8          Избыточность линейного сигнала

 

Избыточность в линейном сигнале можно получить, увеличивая скорость передачи и/или количество уровней передачи. Наличие избыточности в линейном сигнале и позволяет в конечном итоге обнаруживать кодовые ошибки.

Используем обобщенное представление сигнала в линейном коде в виде mBnM, где n – число символов M-уровневого кода, используемых для передачи m символов 2-хуровневого (В – бинарного) кода за время T.

В этом случае справедливо соотношение:

 

 

Если обозначить fT=1/(TB), то частота следования символов линейного сигнала равна

Для преобразования в линейный код должно выполняться условие - число возможных комбинаций блока линейного кода из n М-уровневых символов не должно быть меньше числа возможных комбинаций блока из m символов исходного 2-х уровневого кода.

Следовательно, с учетом этого

 

 

Тогда, и можно записать

 

,

 

где - избыточность линейного сигнала.

Для кода вида mBnМ избыточность равна

 

.

 

Для кодов вида mBnB избыточность равна

.

 

Чем больше избыточность, тем больше свободы при построении линейных кодов.

1.9           Код NRZ

 

Код NRZ (Non return to zero) – простейший безызбыточный код, когда длительность импульса равна длительности тактового интервала.

Достоинствами такого кода являются простота, относительная узкополосность спектра линейного сигнала и высокая энергетическая эффективность. Извест­но, что при оптимальном приеме достоверность приема тем выше (вероятность ошибки тем меньше), чем больше энергия сигнала, который нужно отличить от паузы в условиях помех.

При всех своих достоинствах код NRZ не удовлетворяет целому ряду требований, которые накладываются спецификой линейных трактов и условиями эксплуатации ЦСП. В частности, безызбыточность исключает возможность контроля качества работы устройств линейного тракта (регенераторов) без прерывания связи и использования специальных испытательных сигналов. Линейные ошибки не приводят к изменению структуры линейного сигнала и, следовательно, не могут быть обнаружены без дополнительной априорной информации о передаваемых сообщениях.

Для определения СПМ сигнала в коде NRZ предположим, что:

-          вероятности появления символов, соответствующих логическим «0» и «1», одинаковы и равны р(U0)= р(U1)=0,5;

-          значения напряжений, соответствующих уровням: U0=0, U1=Um,

Тогда постоянная составляющая равна

а0 = р(U0)×U0+ р(U1) ×U1=Um/2,

дисперсия амплитуд импульсов:

s 2 = р(U0)×U02+ р(U1) ×U1 2- а02 =Um2/4,

корреляционная функция

=0

где рij – вероятность совместного появления импульсов с уровнями ui и uj в тактовых интервалах, отстоящих друг от друга на р импульсов.

Если форма информационного импульса единичной амплитуды прямоугольная, длительность - Т0, то его амплитудный спектр равен:

.

Тогда спектральная плотность мощности сигнала в коде NRZ имеет вид

 

 

Как видно из полученного выражения, дискретная составляющая в спектре отсутствует, исключая составляющую на нулевой частоте. Непрерывная составляющая спектральной плотности мощности описывается выражением

 

и представлена на рисунке 1.9.

Рисунок 1.9

Отметим основные недостатки кода NRZ:

1)     отсутствие дискретных составляющих на тактовых частотах усложняет реализацию тактовой синхронизации на приеме;

2)     группирование длительных последовательностей «0» и «1» может приводить к срыву тактовой синхронизации;

3)     возможность группирования «0» и «1» в любом их сочетании приводит к значительному содержанию низкочастотных составляющих спектра, вплоть до нулевой частоты. Следовательно, усложняется обработка сигнала в приемном устройстве при наличии межсимвольных искажений второго рода.

4)     код является безызбыточным, что не позволяет обнаруживать кодовые ошибки при приеме сигнала.

Рисунок 1.10

Разновидностью кода NRZ является код NRZI - Non Return to Zero Inverted, у которого при передаче «0» состояние изменяется на противоположное, при передаче «1» - не изменяется или наоборот. Такой код используется, когда вероятности появления нулей и единиц в исходном коде не одинаковы. Алгоритм кодирования NRZI представлен на рисунке 1.10.

 

1.10      Код RZ (с возвратом к нулю)

 

Код RZ (return to zero) – код с возвратом к нулю - кодирование линейного сигнала, при котором длительность импульса, соответствующего передаче «1» уменьшается в два раза по отношению к длительности тактового интервала исходного сигнала в коде NRZ. Код RZ можно рассматривать как разновидность кода 1В2В, алгоритм кодирования представлен на рисунке 1.11, что соответствует случаю, когда символу «0» исходного сигнала ставится в соответствие кодовая комбинация – 00, символу «1» исходного сигнала ставится в соответствие кодовая комбинация – 10. Как видно, из четырех возможных блоков nB используются только два. Осциллограмма сигнала в коде RZ представлена на рисунке 1.12.

Рисунок 1.11

b

Рисунок 1.12

 

Определим основные параметры кода RZ.

Длительность одиночного импульса tи=Т0/2.

Вероятности появления символов линейного сигнала р(u0)=0,75, р(u1)=0,25 при одинаковой вероятности появления символов в исходном сигнале в коде NRZ.

Среднее значение амплитуд импульсов равно

 

 

Дисперсия амплитуд импульсов равна

 

 

Вероятность появления логических «1» на интервалах, отстоящих друг от друга на (2р+1) интервалов tи равна р11(2р+1)=0, а вероятность появления логических «1» на интервалах, отстоящих друг от друга на (2р) интервалов tи равна р11(2р)=1/16. Тогда коэффициент корреляции равен будет равен

 

 

Спектральная плотность прямоугольного импульса единичной амплитуды длительностью Т0/2 равна

 

 

Определим непрерывную и дискретные составляющие спектральной плотности мощности

 

 

Как видно, в отличие от кода NRZ, спектральная плотность мощности сигнала в коде RZ содержит непрерывную и дискретные составляющие (рисунок 1.13).

Рисунок 1.13

 

Алгебраические значения элементов кода RZ равны

 

 

Как видно, при таких алгебраических значениях элементов при формировании длительных серий «0» и «1» ТЦС для кода RZ неограниченна.

Избыточность сигнала в коде RZ равна r =n/m-1=2/1-1=1 избыточность (r = 1 или 100%)

Рисунок 1.14

На рисунке 1.14 представлены возможные варианты функциональных схем кодера (а) и декодера (б) кода RZ.

Достоинства кода:

1)     наличие защитных промежутков между элементами сигнала уменьшает влияние межсимвольных искажений первого рода;

2)     наличие дискретных составляющих в спектре на частотах, кратных fт;

3)     облегчается работа выделителя тактовой частоты – в случае синхронизации по переходам.

4)     Возможность частичного обнаружения кодовых ошибок.

Недостатки практически такие же, как у кода NRZ:

1.     Поскольку статистика сигнала в целом существенным образом не изменена, по-прежнему возможно формирование длинных последовательностей нулей. В связи с этим непрерывная составляющая энергетического спектра имеет конечное значение на нулевой частоте и значительную плотность в низкочастотной области.

2.     Текущая цифровая сумма не имеет пределов – код является несбалансированным.

 

1.11      Временные характеристики блочных кодов вида mBnB

Числовые характеристики цифровой суммы, которыми оценивается качество блочного кодирования.

1) Выборочное значение ТЦС, определяемое в моменты окончания блоков.

 

 

где n - число элементов блока;

l - индекс текущего блока;

k - порядковый индекс блока.

Этот параметр важен при блочной синхронизации.

При приеме осуществляется оценка не только элементов последовательности, но и часто контролируются (определяются) границы между блоками линейного сигнала – это обеспечивается системой блочной синхронизации.

При линейном блочном кодировании сдвиг границ между блоками приводит на некоторых интервалах к ошибочному декодированию, на других – к возникновению запрещенных кодовых групп.

Нарушение фазовых соотношений между блоками линейного сигнала и блочным синхросигналом обнаруживается по ТЦС на границе блоков.

Рисунок 1.15

Алгоритм контроля фазы блочной синхронизации для абсолютного биимпульсного кода показан на рисунке 1.15. Для биимпульсного сигнала при правильном фазировании σ2k =0.

Нарушение синхронизма в виде сдвига на Т0/2 (проскальзывание фазы) обнаруживается по появлению σ2k≠0. При накоплении на некотором временном интервале заданного числа сигналов ошибки, система контроля дает команду, по которой фаза сигнала блочной синхронизации сдвигается на π (время Т0/2).

В общем случае σnk может иметь несколько дополнительных значений. Тогда ошибка будет обнаруживаться после нескольких переходов σn .

2) b0 – нормированная постоянная составляющая. Для двухуровневого сигнала равна вероятности появления “1” в кодовой последовательности:

а0 – постоянная составляющая неограниченной импульсной последовательности.

Δ – разность между ближайшими разрешенными уровнями.

Снижение b0 говорит об энергетическом выигрыше по средней мощности. Значение b0 ниже 1/3 затрудняет выделение сигналов синхронизации.

3) Sk – число возможных состояний ТЦС в моменты окончания кодовых блоков. Увеличение Sk происходит наряду с удлинением блока, что усложняет работу линейного кодера, одновременно усложняется устройство блочной синхронизации.

4) Sn – число значений ТЦС при безошибочном приеме элементов линейного сигнала, определяет сложность схемы контроля кодовых ошибок.

5) lomax, l1max – максимальные числа следующих друг за другом “0” и “1” в линейном сигнале. Их увеличение ведет к усложнению устройств выделения тактовой частоты и ухудшению качества тактовой синхронизации.

6) D – диспаритетность – неравенство количества нулей и единиц в кодовых комбинациях. Определяется количественно разностью чисел единиц и нулей в блоке (кодовом слове). Диспаритетный код имеет D≠0. В таких кодах для ограничения значений ТЦС необходимо применять кодирование с регулярным чередованием диспаритетностей, что обеспечит ограниченное значение ТЦС.

Если значения ТЦС ограничены (разность между максимальными и минимальными значениями ТЦС конечна), то код называется сбалансированным.

 

1.12   Абсолютный и относительный биимпульсные коды с пассивной и активной паузой.

При использовании двухуровневых сигналов введение избыточности возможно, как уже говорилось, путем увеличения числа элементарных сигналов на заданном интервале времени по отношению к числу элементарных сигналов исходной последовательности. В этом случае при перекодировании каждым m-символам исходной последовательности ставится в соответствие n (n>m) символов линейного кода. Это выражается формулой mBnВ, что описывает так называемые блочные коды.

Наиболее простыми и эффективными являются линейные коды класса 1B2B, в котором каждому символу исходной последовательности ставится в соответствие два двоичных символа линейного кода.

Абсолютный и относительный биимпульсные коды избавлены от недостатков, присущих коду RZ.

Правила формирования блоков линейных сигналов такие, что в получаемых последовательностях вероятности появления логических «0» и «1» одинаковы и равны p(1)=p(0)=0,5 и исключается возможность появления в линейном сигнале подряд более двух импульсов одного уровня. Это обеспечивает весьма малую долю энергии сигнала в области, примыкающей к нулевой частоте. Однако реализуется это за счет передачи сигнала в более широкой полосе частот.

Графы формирования абсолютного (АБК – BI-L) и относительного (ОБК – DBI) биимпульсных кодов приведены на рисунке 1.16.

 

 

Рисунок 1.16

 

S3(t) S4 (t)

b

 

Рисунок 1.17

 

Указанные коды используется на коротких линиях, где стоимость оконечного оборудования является более важным фактором, чем используемая полоса частот (на сети передачи данных Ethernet). Иногда биимпульсные коды называются манчестерскими – по городу в Англии, где они были предложены.

Биим­пульсным сигналом с активной паузой называется цифровой импульсный сигнал, в котором для передачи символов “1”, “0” используются функции S3(t) и S4(t) (рисунок 1.17). На рисунке 1.18. приведены осциллограммы исходного сигнала в коде NRZ и кодах АБК и ОБК с активной паузой. При этом «1» линейного сигнала передается напряжением 1®Um, а «0» линейного сигнала - 0®-Um.

Рассмотрим энергетические и временные характеристики абсолютного и относительного биимпульсного кодов.

Вначале рассмотрим абсолютный биимпульсный код с активной паузой.

АБК – представляет собой модуляцию цифровым сигналом несущей с одним периодом прямоугольного колебания на тактовый интервал. Логическая «1» соответствует умножению на +1. Логический «0» – умножению на -1.

Недостатком такого кода является трудность контроля фазы блочной синхронизации на длинных последовательностях исходного сигнала вида 0000… или 1111…. В этом случае в линейном коде появляются последовательности вида 1010…, для которых цифровая сумма в конце блоков не зависит от сдвига границ на один такт линейного сигнала. Следовательно, возможно явление “проскальзывания” фазы в случаях, когда перерывам в передаче информационного сигнала соответствуют длительные последовательности нулей, что приводит к неправильному декодированию цифровых блоков.

 

Рисунок 1.17

 

Избавиться от указанного недостатка можно, используя принципы относительного кодирования, используя относительный (дифференциальный) биимпульсный код, называемый иногда DBI (Differential Bifhase). Правило кодирования состоит в том, что символу “1” исходной последовательности соответствует отсутствие перехода блока 01 (либо 10) в альтернативное состояние (повторяется блок предшествующего состояния), символу “0” соответствует этот переход (формируется блок, отличный от предшествующего). Видно, что в области группирования нулей исходной последовательности образуется линейный сигнал с переходами, повторяющимися с частотой fт=fл/2, что позволяет определять границы блоков линейного сигнала в паузах передачи информационного сигнала.

При декодировании определяется состояние на текущем такте, сравнивается с состоянием на предыдущем тактовом интервале. При этом в 2 раза увеличивается коэффициент ошибок, т.к. при наличии ошибки в принятом блоке, она повторяется в следующем.

Различия сигналов BI-L и DBI отражаются зависимостями их энергетических спектров от вероятностей p(1) и p(0) (единиц и нулей) исходной последовательности. При равных вероятностях p(1)=p(0)=1/2 спектры одинаковы. В то же время при p(0)1 они становятся существенно различными. В сигнале DBI спектральная плотность уменьшается на частоте fт и увеличивается на частоте fл/4, что свидетельствует о повторяемости переходов одинакового направления с частотой fл/4=fт/2 и о возможности выделения частоты fл/2=fт с использованием дифференцирования и двухстороннего выпрямления линейного сигнала.

Среднее значение амплитуд импульсов для биимпульсных кодов с активной паузой равно

 

 

Алгебраические значения элементов

 

,

 

Значения ТЦС изменяются в ограниченной области и при безошибочном приеме равны -0,5, 0, 0,5, что соответствует Sn=3.

При этом в конце блока линейного сигнала при безошибочном приеме возможно только одно значение ТЦС, равное 0, Sk=1,

Максимальное число следующих подряд одинаковых символов равно l0max=l1max=2.

Для формирования линейного сигнала используются кодовые слова, у которых диспаритетность D=0.

Частота следования символов линейного сигнала равна fл=2fт, а избыточность такого сигнала равна r=1.

Дисперсия амплитуд импульсов равна

Коэффициент корреляции амплитуд импульсов равен

 

 

Спектральная плотность одиночного импульса единичной амплитуды

 

Тогда непрерывная составляющая спектральной плотности мощности сигнала в биимпульсном коде с активной паузой равна

 

 

 

Наличие дискретных составляющих в спектре такого сигнала зависит от вероятности формирования «0» и «1» исходного сигнала (в коде NRZ).

Непрерывная составляющая спектральной плотности мощности представлена ниже.

 

Рисунок 1.18

 

Биим­пульсным сигналом с пассивной паузой называется цифровой импульсный сигнал, в котором для передачи символов “1”, “0” используются функции S1(t) и S2(t) (см. рисунок 1.19). Вид импульсного линейного сигнала приведен на рисунке 1.20.

S1(t) S2(t)

Рисунок 1.19 – Импульсные сигналы

Рисунок 1.20 - Временные диаграммы кодов NRZ, BI-L и DBI

 

Приведем основные характеристики абсолютного и относительного биимпульсного кода с пассивной паузой.

Для обоих этих кодов характерно:

-       Одинаковая вероятность появления символов линейного сигнала р(0)=р(1)=0,5.

-       Уровню «1» линейного сигнала соответствует напряжение Um, уровню «0» - напряжение 0,

-       Длительность импульса линейного сигнала равна tи=ТТ/2,

 

Среднее значение амплитуд импульсов равно

 

.

 

Определим алгебраические значения элементов

 

 

На рисунке 1.21 представлен сигнал в коде АБК с пассивной паузой и приведено удвоенное значение ТЦС.

 

Рисунок 1.21

 

Как видно, значения ТЦС изменяются в ограниченной области и при безошибочном приеме равны -1, 0, 1, что соответствует Sn=3.

При этом в конце блока линейного сигнала при безошибочном приеме возможно только одно значение ТЦС, равное 0, Sk=1,

Максимальное число следующих подряд одинаковых символов равно l0max=l1max=2.

Для формирования линейного сигнала используются кодовые слова, у которых диспаритетность D=0.

Частота следования символов линейного сигнала равна fл=2fт, а избыточность такого сигнала равна r=1.

Дисперсия амплитуд импульсов равна

 

 

Коэффициент корреляции равен при любом р

 

 

Непрерывная составляющая СПМ равна

 

 

 

В энергетическом спектре присутствуют дискретные составляющие на нечетных гармониках тактовой частоты, если вероятность формирования «0» («1») в коде NRZ отлична от 0.5 (рисунок 1.22).

 

Рисунок 1.22

Структурные схемы кодера и декодера АБК с пассивной паузой и осциллограммы, поясняющие их работу приведены на рисунке 1.23

 

1.13      Код CMI.

 

Код CMICoded Mark Inversion относится к кодам 1В2В, в котором логическая «1» исходного сигнала кодируется поочередно блоками 11 и 00, а логический «0» кодируется блоком 01, что обеспечивает наличие дискретных составляющих на . Блок “10” можно использовать для организации служебного канала (в это время блокируется блок контроля ошибок). Правило формирования кода представлено в виде графа на рисунке 1.24.

Рисунок 1.24 - Алгоритм кодирования кода CMI


 

В этом коде, наряду с достоинствами простоты кодирования, сравни­тельно высокой частоты переходов, имеется еще и возможность выделения fт заданной фазы с помощью линейного фильтра.

Осциллограмма сигнала в коде CMI представлена на рисунке 1.25.

 

Рисунок 1.25 - Временные диаграммы кодов NRZ и CMI

 

В коде CMI отсутствует неопределенность при приеме “0” и “1”, следовательно, легче реализовать систему блочной синхронизации. Если пе­рейти от CMI с пассивной паузой к CMI с активной паузой, то в спектре сигнала будут отсутствовать дискретные составляющие, но они легко восстанавливаются после соответствующей нелинейной обработки сигнала.

В коде CMI можно сравнительно просто, жертвуя частью избыточнос­ти, организовать служебную связь. С этой целью можно использовать “запрещенные” в обычном режиме комбинации 01 (либо 10), а также нарушения чередований комбинаций 11 и 00. Конечно, в таком случае на ту долю времени, которая используется для служебной связи, следует предусмотреть соответствующие блокировки систем контроля линейных ошибок. Подобные возможности предоставляют и другие коды класса 1B2B, однако в CMI эта задача решается особенно просто.

Недостатком CMI по отношению к биимпульсным кодам является возможность группирований трех символов “1” (или “0”) подряд.

При поэлементном приеме у него несколько большая чувствительность к межсимвольным помехам, чем у манчестерских кодов.

Код CMI рекомендован МСЭ-Т к использованию в системах связи.

Можно еще отметить, что все коды с поочередной инверсией токовых сигналов относительно легко сопрягаются с системами, использующими трехуровневые сигналы. Это полезно для сопряжения с линейными сигналами систем, использующих коаксиальные и симметричные проводные линии связи.

Рассмотрим основные характеристики кода CMI.

 

1®Um, 1®11, 00,

0®0, 0®01,

tи=ТТ/2,

р(0)=р(1)=0,5.

 

Среднее значение амплитуд импульсов равно

 

.

 

Алгебраические значения элементов равны 0,5 и -0,5. Значения ТЦС изменяются в ограниченных пределах и при безошибочном приеме Sm=4. Число значений ТЦС в конце блока линейного сигнала Sk=2, ==3.

В коде CMI при кодировании «1» используются кодовые слова с диспаритетностью ±2 и правило чередования диспаритетностей для ограничения значений ТЦС.

Дисперсия амплитуд импульсов равна

 

 

Коэффициент корреляции амплитуд импульсов равен

 

 

 

 

Спектральная плотность одиночного импульса единичной амплитуды

 

 

Найдем спектральную плотность мощности сигнала в коде CMI

 

 

 

 

Спектральная плотность мощности кода CMI представлена на рисунке 1.26.

 

Рисунок 1.26 - Энергетический спектр кода CMI

 

СПМ такого сигнала более узкополосная, нежели у кода BI-L

Для данного кода характерно чередование диспаритетностей при передаче “1”, код является сбалансированным.

 

1.14      Коды mВnВ, m³2

 

Основной недостаток кодов 1В2В – удвоение тактовой частоты, следовательно расширение полосы пропускание линейного тракта и увеличение быстродействия элементов электронных схем.

К кодам mBnB можно отнести код mB1Р- с проверкой на четность, который обеспечивает обнаружение линейных ошибок (по КК с нечетным числом единиц), но в таком коде не уменьшается энергия низкочастотных составляющих энергетического спектра, нельзя обнаруживать кодовые ошибки по ТЦС и т. д.

Для формирования кодов со свойствами, отвечающими требованиям, предъявляемым к линейным сигналам, используется так называемое алфавитное кодирование (взвешенное, блочное) типа mBnB, когда m≥2.

Известно два варианта алфавитного кодирования.

Первый вариант

Исходная двоичная последовательность группируется в блоки из m-символов. Таких блоков 2m. Блоки разбиваются на две группы.

Комбинации первой группы кодируются кодовыми словами (блоками) из n- символов (n>m), содержащими одинаковое и постоянное число «1» – n1 (имеющими вес n1 или диспаритетность D=2n1-n). При небольшой избыточности число таких кодовых слов недостаточно для кодирования исходных кодовых комбинаций (2m).

Кодовые комбинации второй группы (оставшиеся) кодируются поочередно кодовыми словами линейного кода с весами n1+1 и n1-1 – с чередующейся диспаритетностью. В этом случае средняя плотность единиц в импульсной последовательности линейного сигнала остается постоянной и равной .

Для контроля и ограничения ТЦС целесообразно выбирать .

Рассмотрим код 3В4В.

Количество исходных кодовых комбинаций 23=9.

Количество кодовых комбинаций линейного сигнала 24=16

 

Код 3B4B – пример кодовой таблицы

3B

4B

диспаритетность

000

 

0101

 

 

0

 

001

 

1001

 

 

0

 

010

1110

 

0100

+2

 

-2

011

1101

 

1000

+2

 

-2

100

0111

 

0010

+2

 

-2

101

1011

 

0001

+2

 

-2

110

 

0110

 

 

0

 

111

 

1010

 

 

0

 

 

Кодовые слова выбираются таким образом, чтобы:

1)     уменьшить текущую диспаритетность;

2)     уменьшить максимальное число последовательных одинаковых символов;

3)     уменьшить спектральную плотность сигнала в области низких частот за счет частых переходов от «0» к «1»,

4)     обеспечить возможность контроля линейных ошибок по текущей цифровой сумме без декодирования сигнала. Появление линейной ошибки приводит к изменению значения текущей цифровой суммы на два значения, что приводит к выходу ТЦС за пределы, присущие данному линейному коду;

5)     одинаковая плотность «1» в линейном сигнале – постоянная составляющая не изменяется.

 

Второй вариант кодирования – упрощенный, целесообразен при n=m+1.

Блоки исходного сигнала весом n1 дополняются в линейном коде на m+1 позиции символом «0», с весом (n1-1) – символом «1». Остальные исходные блоки кодируются поочередно кодовыми словами из n символов с весами (n1+1) и (n1-1), (n1+2) и (n1-2) и т.д.

 

Код 3B4B– пример кодовой таблицы

3B

4B

диспаритетность

000

1011

 

0100

+2

 

-2

001

 

0011

 

 

0

 

010

 

0101

 

 

0

 

011

 

0110

 

 

0

 

100

 

1001

 

 

0

 

101

 

1010

 

 

0

 

110

 

1100

 

 

0

 

111

1101

 

0010

+2

 

-2

 

Блоки сигнала в коде NRZ

000

010

011

100

011

110

Блоки линейного сигнала в коде 3B4B (по первому варианту)

0101

1110

1000

0111

1000

0110

Удвоенное значение ТЦС m

-10-10

1232

3210

-1012

3210

-1010

ТЦС на конце блока

0

2

0

2

0

0

 

Sk = 2 (0 и 2),

Sm= 5 (-1, 0, 1, 2, 3) – первый вариант,

Sm=5 (-2, -1, 0, 1, 2) – второй вариант,

l1max=l0max=4

диспаритетность линейных кодовых групп – D=0, ±2.

 

Доля мощности непрерывного спектра, сосредоточенная в соответствующей полосе частот:

Δ1 % =0.25 (в области частот до 0,03fт)

Δ2 % =4,4 (в области частот до 0,1fт)

Код 5В6В – кодирование производится по первому варианту:

Число исходных кодовых комбинаций 25=32, линейных – 26=64.

Из 64 кодовых комбинаций выбираются 20 кодовых комбинаций с диспаритетностью D=0 и по 12 кодовых комбинаций с D=±2 (из 30 возможных), исключаются комбинации, начинающиеся и оканчивающиеся 1111 и 0000, что уменьшает вероятность группирования «1» и «0».

Также при меняется правило, что после кодовой комбинации 111000 передаются кодовые комбинации с положительной диспаритетностью, после кодовой комбинации 000111 – с отрицательной диспаритетностью, что тоже уменьшает вероятность группирования «0» и «1».

5B6B - пример кодовой таблицы

 

 

Для кода 5В6В характерно:

 

, , , , ,

 

Второе правило формирования линейного кода при больших m дает большие последовательности следующих подряд «1» и «0».

 

Отметим, каким образом влияет размер блока m на параметры линейного сигнала.

1)     малое значение m ведет к значительному увеличению fт;

2)     увеличение размера блока m – ведет к увеличению вероятности группирования ошибок – и их размножению при декодированию; коэффициент размножения ошибок характеризует количество ошибочных бит после детектирования на одну линейную ошибку.

3)     сравнение двух кодов с n=m+1 и n=m+2: за счет увеличения избыточности в коде с n=m+2 могут использоваться кодовые комбинации с постоянной диспаритетностью. Если простой алгоритм кодирования, то при этом увеличивается fт и увеличивается количество возможных состояний ТЦС, что усложняет контроль кодовых ошибок. Если ТЦС изменяется в больших пределах, то две линейные ошибки в этих пределах могут быть не обнаружены по ТЦС.

 

Недостатки кодов mBnB:

- увеличение тактовой частоты;

- необходима синхронизация по блокам.

1.15      Позиционно-импульсная модуляция

 

Позиционно-импульсная модуляция (ПИМ) разновидность блочного кодирования Частный случай кода mBnB при n=2m

Блок линейного кода формируется с единственным символом «1» на одной из n позиций и должно выполнятся соотношение n=2m.

Достоинства:

1.     снижение средней мощности (n1=1);

2.     простота кодирования;

3.     устойчивость к межсимвольным помехам.

 

Недостатки:

1.     высокая избыточность;

2.     проблема контроля ошибок;

3.     рост тактовой частоты;

4.     затрудняется синхронизация при больших m (дополнительный синхросигнал в начале каждого информационного интервала).

 

Модификации ПИМ –за счет высокой избыточности нет необходимости в блочной синхронизации при декодировании.

Относительная ПИМ – ОПИМ. Исходный блок кодируется не позицией «1» в блоке линейного сигнала, а интервалом между «1» в соседних блоках. Характерна несогласованность информационных интервалов исходного сигнала и сигнала с ОПИМ. Требует буферной памяти. Нет проблем при передаче данных, но возникают проблемы при передачи сигналов реально времени.

Равномерная ОПИМ – для согласования скоростей при формировании линейного кода «1» размещается в тех же блоках, что и ПИМ, интервалы между блоками определяются по модулю «n» (добавляется 4 позиции). Т.е., если импульс попадает не в свой информационный временной интервал, его задерживают на n позиций.

 

СПМ сигнала с РОПИМ

 

 

РОПИМ

RZ

NRZ

 

 

1.16      Квазитроичные коды

1.17.1          Коды типа 1В1Т

 

Коды типа 1В1Т – один символ двоичного сигнала передается одним символом трехуровневого сигнала. Для этих кодов характерно:

- Частота следования символов линейного сигнала не изменяется:

- Избыточность линейного сигнала: . Достаточно большая избыточность допускает свободу в выборе принципов построения линейных кодов.

 

1.17.2          Код с чередованием полярности импульсов

 

Код с чередованием полярностей импульсов (ЧПИ - AMIAlternating Mark Inversion) относится к кодам передачи, которые формируется таким образом, чтобы не содержать энергии постоянного тока. Алгоритм кодирования представлен на рисунке. Следовательно, они не чувствительны к удалению постоянной составляющей. Используется трехуровневое кодирование: логический 0 – передается нулевым напряжением, логическая 1 – попеременно положительным и отрицательным напряжением, таким образом, чтобы средний уровень напряжения поддерживается равным «0».

Рисунок 4.14 - Алгоритм кодирования кода АМI

Код АМI получил широкое распространение. Этот код можно использовать как в формате с 50% заполнением тактового интервала, так и со 100%.

Рисунок 4.15 - Временные диаграммы кодов NRZ и AMI

 

Строгое чередование полярности импульсов позволяет резко уменьшить влияние линейных искажений второго рода и частично ослабить влияние линейных искажений первого рода без расширения полосы частот, занимаемой спектром сигнала.

Важным достоинством кода АМI является чрезвычайная простота реализации кодирующих устройств и обратного перехода к двоичному сигналу. Для этого достаточно осуществить двухполупериодное выпрямление сигнала.

Недостатком кода является то, что при появлении длинных серий нулей возможны сбои тактовой синхронизации. Для устранения этого недостатка используют модифицированные квазитроичные коды (коды с высокой плотностью единиц).

Структурная схема одного из вариантов реализации кодирующего устройства кода АМI и соответствующие осциллограммы представлены на рисунке. ФИ – формирователь импульсов для формирования импульсов длительностью Т или Т/2.

 

Схема формирования кода АМI без линий задержек и соответствующие осциллограммы представлены на рисунке.

 

 

 

Рассмотрим основные характеристики кода AMI.

Если в исходном сигнале (код NRZ) вероятности появления «1» и «0» были одинаковы, то в коде AMI вероятность появления «0» р(0)=0,5, а вероятности появления «1» и «-1» равны р(1)=0,25, р(-1)=0,25. В случае, когда «1» и «-1» линейного сигнала передаются напряжениями Um, и -Um, среднее значение амплитуд импульсов равно

 

 

Определим алгебраические значения элементов

Как видно, значения ТЦС такого сигнала ограничены и при безошибочном приеме лежат в пределах ±1/2.

Дисперсия амплитуд импульсов равна

 

 

Спектральная плотность одиночного импульса единичной амплитуды в формате

NRZ:

RZ:

Спектральная плотность мощности сигнала в коде AMI:

- непрерывная составляющая спектра:

где р – вероятность появления “1” в сигнале кода NRZ.

- дискретные составляющие отсутствуют, поскольку постоянная составляющая равна нулю,

При вероятность появления “1” р(1)=0,5, спектральная плотность мощности кода AMI (см. рисунок 4.16) будет равна

В формате RZ

В формате NRZ

 

Вид энергетических спектров сигналов в форматах RZ и NRZ представлен на рисунке. Как уже отмечалось, дискретные составляющие в спектре отсутствуют, но они появляются в спектре при соответствующей нелинейной обработке.

Коэффициент размножения ошибок равен 1.

 

RZ

NRZ

 

Рисунок - Энергетические спектры сигналов кодов АМI в форматах RZ и NRZ

 

1.17.3    Коды с замещением серии нулей

 

В случае, когда биполярный код усовершенствуется путем замещения (по установленным правилам) всех последовательностей из N следующих подряд двоичных нулей специальной кодовой комбинацией длинной в N тактовых интервалов, содержащей определенное число двоичных единиц, говорят о кодах с замещением серии нулей. Вследствие этого плотность импульсов в коде передачи (линейном коде) по отношению к исходной двоичной последовательности увеличивается. В декодере на приемной стороне производится декодирование замещающих комбинаций и их замена.

Примером кода с замещением серии нулей является код с высокой плотностью единиц (КВП-n или HDB-nHigh Density Bipolar), который иногда называют модифицированным кодом ЧПИ – МЧПИ.

В коде высокой плотности n-го порядка (HDB-n) каждая серия, содержащая n+1 нуль, заменяется детерминированными вставками из импульсов, нарушающих закон чередования полярности.

В качестве примера рассмотрим получивший широкое распространение код высокой плотности следования единиц (HDB-3 – High-Density Bipolar code of order 3), у которого n=3. При этом n – максимально возможное количество следующих подряд нулей в линейном коде.

HDB-3

Алгоритм кодирования.

В случае появления в двоичном сигнале четырех подряд следующих нулей, каждая комбинация из четырех последовательных нулей заменяется комбинацией импульсов, имеющих условное обозначение 000V или B00V. При выборе конкретного вида вставки исходят из следующих условий: полярность импульса B всегда противоположна полярности предшествующего импульса, полярность импульса V всегда совпадает с полярностью предшествующего импульса (нарушает чередование полярности). Если между двумя соседними сериями в двоичном сигнале с числом нулей n=4 прошло четное число единиц, то замещение второй серии начинается вставкой B00V, если число единиц между сериями нечетное, то замещение начинается вставкой 000V.

Появление каждой одиночной ошибки в сигнале HDB-n приводит к возникновению ложного или исчезновению преднамеренного нарушения чередования последовательностей. Обнаруживается при приеме следующего нарушения биполярности, так как перестает соблюдаться условие чередования полярности нарушений – обнаружений ошибок.

Пример формирования кода HDB-3 приведен на рисунке 4.17.

 

 

Рисунок 4.17 - Временные диаграммы кодов NRZ и HDB-3

 

Для модифицированных квазитроичных кодов характерно так называемое “размножение цифровых ошибок”, заключающееся в том, что одиночная линейная ошибка может привести к появлению нескольких ошибок на выходе премного преобразователя кода. Это происходит тогда, когда в результате ошибки возникает ложная вставка – комбинация символов, имитирующая вставку, или когда истинная вставка искажается, не опознается и не изымается из сигнала.

Поэтому часто отказываются от применения модифицированных кодов, осуществляя скремблирование двоичного цифрового сигнала (для уменьшения вероятности появления длинных серий нулей) и последующее его преобразование в сигнал в коде AMI.

Рассмотрим основные характеристики кода HDB-3.

Вероятность появления «1» исходного сигнала р(1).

Тогда вероятность появления «0» - р(0)=1-р(1).

Вероятность появления серии из n+1 нуля -

Так как серия из n+1 нуля заменяется кодовым словом, содержащим или 1 или 2 импульса («1» или «-1»), то вероятность появления импульсов в линейном сигнале будет равна:

р(1)+1,5р(0)n+1

Тогда для линейного сигнала вероятности появления символов «1», «-1» и «0» соответственно равны,

р(1)= р(-1)= (р(1)+1,5р(0)n+1)/2, р(0)= 1-2р(1)

Среднее значение амплитуд импульсов равно 0. Алгебраические значения элементов имеют такие же значения, как и для кода AMI. Следовательно, значения ТЦС ограничены, однако вследствие особенностей кодирования при безошибочном приеме лежат в пределах 0…1 или 0…-1.

Спектральная плотность мощности кода HDB-3 равна (см. рисунок 4.18)

Другая разновидность кодов с замещением серии нулей коды BnZS – биполярные коды с замещением серии n–нулей. Указанный код отличается от кода AMI тем, что кодовая группа из n следующих друг за другом нулей заменяется кодовой группой, содержащей определенное количество символов трехуровневого сигнала. Распознается на приеме, так как использует нарушение правила чередования полярностей. При этом замещающая комбинация не должна содержать постоянную составляющую и имитироваться при случайных ошибках в линейном тракте.

 

 

Рисунок 4.18 - Энергетический спектр кода HDB-3

 

Например, код В3ZS – модифицированный квазитроичный биполярный код с замещением трех нулей, с 50% заполнением тактового интервала. Правило чередования полярности нарушается, если в цифровом сигнале появляется 3 (или более) подряд следующих символов «0». Группа из трех последовательных нулей замещается комбинацией B0V или 00V, где B – импульс, отвечающий правилу чередования полярности, V – импульс, нарушающий правило чередования полярности. Решение о замене серии «000» на 00V либо B0V принимается исходя из условия: если после последней замены было передано нечетное количество «1», то «000» заменяется на 00V, если число промежуточных «1» четное, то 000 меняется на B0V.

Таким образом между всеми умышленными нарушениями полярности импульсов содержится нечетное число «1», при этом и нарушение полярности меняет полярность, что предотвращает плавание постоянной составляющей.

Для кода B6ZS замещается 6 подряд следующих «0» комбинацией 0VB0VB.

1.18       Парноселективный троичный код

 

Парноселективный (парноизбирательный) троичный код (ПИТ – PST). Можно отнести к кодам класса 2В2Т. В данном случае входной двоичный цифровой сигнал разделяется на пары битов. Затем эти кодовые комбинации преобразуются в кодовые слова из 2 троичных символов.

Так как , , число двухсимвольных троичных кодовых комбинаций равно 9, а двухсимвольных двоичных кодовых комбинаций равно 4, то возможна определенная гибкость в выборе способа формирования линейного кода передачи. Кодовая таблица имеет вид

 

Исходная кодовая комбинация

Мода +

Мода -

Вес

00

- +

- +

0

01

0 +

0 -

+1 -1

10

+ 0

- 0

+1 -1

11

+ -

+ -

0

 

Выбранный формат гарантирует:

1)     простоту выделения хронирующей составляющей;

2)     предотвращает плавание постоянной составляющей за счет переключения мод для сохранения баланса между положительными и отрицательными импульсами.

Основной недостаток указанного кода: двоичный цифровой сигнал должен быть разделен на пары. Тогда декодер PST должен выделять границы пар, т.е. осуществлять дополнительную блочную синхронизацию

 

Для кодов HDB-3 и PST более высокие уровни энергии, что связано с большой плотностью импульсов.

Выводы:

При биполярном преобразовании кода (квазитроичном) и его модификациях используются дополнительные уровни для обеспечения желаемых результатов:

1   достаточное число хронирующих переходов;

2   отсутствие плавания постоянной составляющей;

3   возможность контроля кодовых ошибок.

 

Эти свойства получены за счет расширения кодового пространства, а не расширения полосы частот сигнала, первый нуль СПМ в рассмотренных кодах лежит в точке 1/Т .

Для PST простая схема регенерации в регенераторе, как и для квазитроичных кодов. То же и для кода 4В3Т.

Еще одна разновидность линейного кодирования – код MLT-3, используется в интерфейсах 100BaseTX, FDDI. Трехуровневое (биполярное) кодирование, когда при передаче «0» значение символа на текущем интервале не меняется, а при передаче «1» значение текущего символа изменяется по цепочке: +V; 0; -V; 0; +V и т.д.

 

1.19       Многоуровневые коды

 

Для удовлетворения требованиям, предъявляемым к линейным сигналам, (например, для увеличения стабильности признаков тактовой синхронизации) для большинства сигналов требуется дополнительное преобразование цифровой информации путем изменения ее статических свойств.

Алфавитные коды – коды, в которых статические свойств исходной двоичной последовательности изменяются путем ее деления на группы с постоянным числом тактовых интервалов и последующим преобразованием этих групп по определенному алфавиту в группы символов кода с другим основанием (М>2) и, как правило, с новым числом тактовых интервалов n.

Неалфавитные коды – изменение статических характеристик происходит при некоторых условиях (замена серии нулей, и т.д.)

Алфавитные коды типа mBnMm символам информационного двоичного сигнала ставится в соответствие n символов многоуровневого (М-уровневого) сигнала, где M отражает основание линейного кода, при этом должны выполняться условия М>2, n<m.

Приняты следующие обозначения для многоуровневых кодов:

TTetrary - троичные

QQuaternary - четверичные

QIQuinary - пятеричные

SSixtenary - шестиричные

HHeptanary – семиричные

Примеры многоуровневых линейных кодов: 8B3H, 5B2S, 9B4Qi, 4B3T.

Сигнал является многопозиционным, сравнение алфавитных кодов осуществляется по следующим признакам:

- число групп двоичных символов.

- число групп символов линейного кодового слова

- тактовая частота линейного сигнала

- избыточность линейного сигнала.

- предельный коэффициент снижения тактовой частоты (при g=0).

При составлении кодовых таблиц должен учитываться критерий минимизации коэффициента размножения одиночных ошибок в процессе декодирования.

1.20     Троичные коды 3В2Т,4В3Т

 

Биполярные (квазитроичные) коды для передачи двоичного сигнала используют пространство троичного кода, но неэффективно, так как не реализуют возможности троичного кода (повышенное информационное содержание) - их выбирают исходя из содержания хронирующей информации и спектральных свойств сигнала в линии.

Примером многоуровневого кода может служить код 3В2Т, имеющий следующую кодовую таблицу.

3В2Т

Блоки исходного сигнала

Блок линейного сигнала

000

0 +

001

0 -

010

+ 0

011

- 0

100

+ +

101

- -

110

- +

111

+ -

 

 

Для этого кода характерна низкая избыточность (5,3%), что не позволяет создать сбалансированный код: при длинных сериях одинаковых или повторяющихся символов исходного сигнала будет изменяться постоянная составляющая. Алгебраические значения элементов для данного кода а1*=1, а0*=0, а-1*=-1, и ТЦС не ограничена, что свидетельствует о большой доле энергии сигнала, сосредоточенной в области низких частот (см. рисунок). Улучшить параметры линейного кода можно, используя скремблирование до линейного кодирования.

Примером сбалансированного многоуровневого кода может служить код 4В3Т, имеющий следующую кодовую таблицу. Для этого кода производится преобразование 4-х символов двоичного сигнала в 3 символа троичного. Т.к. количество слов исходного сигнала 24=16, а линейного – 33=27, то существует значительная гибкость в построении кода.

При создании кода 4В3Т необходимо ввести такое соответствие между блоками, которое обеспечивало бы необходимые свойства передаваемого сигнала и простоту реализации. В данном случае, как видно из таблицы, используется принцип смены мод, те для 16-ти двоичных кодовых слов используется несколько алфавитов, которые выбираются таким образом, чтобы ТЦС изменялась в узких пределах, близких к нулю, что уменьшает мощность НЧ составляющих непрерывной составляющей спектральной плотности мощности.

 

 

 

Кодовые комбинации в среднем столбце сбалансированы по постоянной составляющей. Кодовые комбинации из 1 и 3 столбцов выбираются поочередно для подержания постоянства (баланса) постоянной составляющей. При такой реализации кодовой таблицы практически все кодовые комбинации линейного сигнала являются разрешенными, что усложняет построение системы блочной синхронизации.

Алгебраические значения элементов для данного кода а1*=1, а0*=0, а-1*=-1, значения ТЦС приведены на рисунке.

Частота следования символов линейного сигнала уменьшается при этом на 25%, для кода 4В3Т. избыточность сигнала 18,5%.

Недостатки:

1)                Отсутствует возможность контроля качества

2)                Требуется блочная синхронизация для 3х символьных комбинаций линейного сигнала.

1.21     Многоуровневые коды типа mB1M

 

Многоуровневые сигналы типа mB1M () используются в случае, когда полоса пропускания тракта ограничена, но желательно повышение скорости передачи сигналов, следовательно, увеличивается число уровней линейного сигнала, и при сохранении скорости передачи информации, уменьшается частота следования символов линейного сигнала. Часто такой коде именуют РАМ-n (***), где n – количество уровней линейного сигнала.

Скорость передачи символов многоуровневого кода численно совпадает с частотой следования символов: , измеряется в бодах. Скорость передачи информации равна скорости передачи в бодах только при передачи двоичного сигнала (1 бит на тактовый интервал).

При построении кодовой таблицы многоуровневого кода необходимо использовать алгоритм Грея, при котором кодовые слова, соответствующие соседним уровням, отличаются только в одной позиции, что уменьшает мощность ошибки после декодирования линейного сигнала.

При формировании многоуровневых кодов необходимо выполнение следующих условий:

-       Уровни линейного сигнала располагаются симметрично относительно нуля, при этом Um=| -Um|;

-       Разность напряжений между двумя соседними уровнями есть величина постоянная и равна D=2 Um/(M-1).

Примером многоуровневого кода может служить код 2B1Q (2 binary, 1 quartenary), который широко распространен в Западноевропейских странах и в США. Он изначально использовался в ISDN для передачи потока 144 кбит/с (BRI- ISDN), а затем был модернизирован для передачи более высокоскоростных потоков, в частности, используется для передачи в линию в технологии HDSL.

Код 2B1Q представляет собой сигнал, имеющий 4 уровня, то есть в каждый момент времени передается 2 бита информации (4 кодовых состояния), осциллограмма сигнала представлена на рисунке 4.19.

Такое кодирование приводит к уменьшению тактовой частоты линейного сигнала в два раза: fл=fт/2.

Энергетический спектр линейного сигнала достаточно высокочастотный, содержит составляющие на нулевой частоте и в области низких частот.

На передачу кода 2B1Q влияют различные факторы, особенно низкочастотные наводки.

 

Исходный блок

Уровень линейного сигнала

Номер уровня

11

Um,

1

10

Um/3

2

00

-Um/3

3

01

-Um

4

 

Поэтому комплекты БИС, реализующие код 2B1Q, обеспечивают достаточно изощренные методы коррекции искажений в низкочастотной области спектра для удовлетворительного качества передачи. Вместе с тем, кодирование 2B1Q все же остается чувствительным к искажениям, так как сигнал имеет постоянную составляющую.

Кодовая таблица кода 2B1Q может иметь вид, представленный в таблице, осциллограмма сигнала показана на рисунке

 

Рисунок - Временные диаграммы кодов NRZ и 2B1Q

 

Рассмотрим основные характеристики кода 2B1Q.

Длительность символа линейного сигнала tи=2ТТ.

Вероятности появления символов линейного сигнала (с разным уровнем) при одинаковой вероятности появления «1» и «0» в исходном сигнале равны р(1)=р(2)= р(3)=р(4)=0,25.

Среднее значение амплитуд импульсов равно а0=0.

Определим алгебраические значения элементов. Как уже отмечалось, разность между соседними уровнями равна D=2Um/(M-1), где М – количество уровней. В данном случае М=4, следовательно, D=2Um/3. Тогда

 

а1*=3/2, а2*=1/2, а3*=-1/2, а4*=-3/2.

 

Как видно, при формировании серий одинаковых символов в исходном сигнале, значения ТЦС линейного сигнала не ограничены.

Дисперсия амплитуд импульсов равна

 

 

Коэффициент корреляции Rp равен нулю.

Спектральная плотность одиночного импульса единичной амплитуды

 

 

Найдем спектральную плотность мощности сигнала в коде 2B1Q

 

 

(дискретные составляющие в спектре отсутствуют)

 

Спектральная плотность мощности кода 2B1Q представлена на рисунке 4.20.

Рисунок - Энергетический спектр кода 2B1Q

 

Пример восьмиуровневого кода РАМ-8 приведен на рисунке. В этом случае три символа исходного двоичного сигнала кодируются одним уровнем линейного сигнала.

Другими словами, скорость передачи информации (бит/с) в log2M выше скорости передачи символов (бод)

1.22     Скремблирование цифрового потока

 

Скремблирование цифрового сигнала может использоваться собственно как линейный код, или как дополнительная ступень преобразования сигнала перед линейным кодированием для улучшения статистических свойств кодируемого сигнала.

В случае использования скремблирования как метода линейного кодирования, к сигналу применяются следующие требования:

1) Частота смены символов должна обеспечивать надежное выделение тактовой частоты.

2) Спектральная плотность мощности скремблированного сигнала должна быть постоянной в ограниченной области частот, что уменьшает влияние между каналами при организации связи с помощью модемов.

Скремблирование – обратимое преобразование структуры цифрового потока без изменения скорости передачи с целью получения свойств случайной последовательности. Схема включения скремблера/дескремблера показана на рисунке

 

Скремблер производит логическую операцию суммирования по модулю 2 исходной цифровой последовательности (ЦП) и псевдослучайной последовательности (ПСП). В дескремблере производится обратная операция.

Скремблирование цифрового потока применяется для исключения из цифрового сигнала:

1)                длинных последовательностей одинаковых сигналов.

2)                Периодически повторяющихся пакетов символов

Достигается это перекодированием без изменения тактовой частоты, при котором двоичному сигналу придаются свойства случайного сигнала. Операция заключается в суммировании по модулю 2 исходной импульсной последовательности и ПСП – псевдослучайной последовательности. ПСП содержит символов, n – целое число. ПСП будучи детерминированными, удовлетворяют следующим критериям случайности:

1)                В каждом периоде последовательности число символов «0» и «1» отличаются не более, чем на 1

2)                В течение периода последовательности:

- половина серий имеет длину в 1 символ

- 25% серий - длину в 2 символа

- 0,125% - длину 3 символа

и т.д. до тех пор, пока это продолжение имеет смысл.

Серия – последовательность одинаковых символов.

3) Если последовательность почленно сравнить с любым ее циклическим сдвигом на периоде последовательности, то число совпадений отличается от числа несовпадений не более, чем на 1;

При сложении по модулю 2 последовательности с ее циклическим сдвигом образуется новая циклическая перестановка исходной последовательности.

ПСП, удовлетворяющая указанным требованиям, называется последовательностью максимальной длины.

Обычно n>10, поэтому длина ПСП превышает 1023 символа.

Сигнал, образованный суммированием ПСП и случайного входного двоичного потока, сохраняет свойства ПСП и называется скремблированным. Вероятности появления 0 и 1 в таком сигнале одинаковы. Вероятность образования серии из “k” нулей (единиц) подряд .

Основная часть скремблера – генератор ПСП, который выполняется в виде линейного n-каскадного регистра сдвига с обратными связями, который формирует последовательность максимальной длины с периодом .

Различают два вида скремблеров:

1)                самосинхронизирующиеся

2)                аддитивные – с начальной установкой.

 

1.23.1          Самосинхронизирующийся скремблер

 

Самосинхронизирующийся скремблер управляется самой скремблированной последовательностью, которая поступает в канал. Не требуется специальная установка состояний скремблера и дескремблера. При потере синхронизма, время восстановления не превышает числа тактов, равного числу ячеей регистра скремблера. Структурная схема самосинхронизирующегося скремблера (х76+1) приведена на рисунке

 

На приемной стороне выделение информационной последовательности происходит сложением по модулю 2 принятой последовательности и ПСП регистра дескремблера.

- входная последовательность

- в скремблере

Недостатки:

1)                Размножение ошибок – при этом влияние ошибочно принятого бита будет проявляться α раз, где α- число обратных связей. Это ограничивает число обратных связей, которое практически не превышает 2

2)                Выходная последовательность может быть с периодичностью меньшей, чем .

Нужны дополнительные схемы контроля, которые выявляют периодичность элементов на выходе и нарушают ее.

1.23.2  Аддитивный скремблер

 

При таком виде скремблирования отсутствуют недостатки самосинхронизирующихся скремблеров, но требуется предварительная идентичная установка состояний регистров скремблера и дескремблера. В скремблере суммируют по модулю 2 входной сигнал и ПСП, но результирующий сигнал не поступает на вход регистра. В дескремблере последовательность не проходит через регистр сдвига, следовательно, размножения ошибок не происходит. Так как суммируемые в скремблере последовательности независимы, то и не возникает критичной ситуации, когда выходная последовательность приобретает периодический характер с периодом T< .

 

 

Достоинства скремблирования:

1)         Возможность точного расчета параметров ВТЧ

2)         Универсальность – возможность сквозной передачи скремблированного потока по сети связи через любые цифровые тракты.

3)         Уменьшение влияния статистических параметров исходного сигнала на фазовые дрожания цифрового сигнала в линии.

4)         Возможность использования с кодом ЧПИ (СМI)

5)         Уменьшение переходных влияний в силу перераспределения спектра.

 

 

 

 

Тема 17

Тема 17

 

Оглавление

Регенерация цифрового сигнала.. 2

1.    Классификация регенераторов. 2

2.    Принцип работы регенератора. 4

3.    Коэффициент ошибки регенератора. 5

4.    Модель участка регенерации ЦСП.. 10

5.    Отношение сигнал/шум в момент принятия решения. 12

6.    Требования к форме импульса на входе РУ.. 13

7.    Контроль параметров линейного сигнала методом глаз- диаграммы.. 15

 

 


 

Регенерация цифрового сигнала

 

1.     Классификация регенераторов

 

Регенераторы классифицируются по следующим признакам.

1.                по месту регенератора в линейном тракте: необслуживаемый регенераторный пункт, РГ, обслуживаемый регенераторный пункт, станционный регенератор;

2.                по способу получения хронирующей информации:

-       с внутренней синхронизацией – сигнал тактовой частоты выделяется непосредственно из входного потока – с помощью линейной или нелинейной обработки сигнала;

-       с независимым хронированием (внешней синхронизацией) – хронирующий сигнал добавляется к цифровому, или передается по отдельной кабельной паре (последнее не экономично, т.к.  возникают трудности с необходимостью точной коррекцией фазовых характеристик пар, по которым передается информация и хронированный сигнал);

3.     по способу выделения тактовой частоты:

-       пассивная фильтрация;

-       активная фильтрация (на основе ФАПЧ) – генератор тактовых импульсов синхронизируется приходящим сигналом;

4.     по виду последовательности, из которой выделяется сигнал тактовой частоты: регенератор прямого действия и регенератор обратного действия.

 

     

 

Недостатки регенератора обратного действия:

-       наличие замкнутого контура задержанной цепи ОС уменьшает устойчивость регенератора;

-       требует повышения стабильности и точности узлов регенератора.

 

5.     по способу использования хронирующей информации для управления работой РУ – регенераторы с полным или частичным восстановлением временных соотношений – с полной или частичной регенерацией.

 

Структурная схема регенератора (РГ) с полной регенерацией и блоком ВТЧ на основе пассивной фильтрации представлена на рисунке, где обозначены:

НЭ – блок нелинейной обработки линейного сигнала с целью выделения сигнала тактовой частоты;

ФИ – формирователь импульсов;

ФВ – фазовращатель.

 

Стробирующие импульсы от схемы ВТЧ должны точно совпадать во времени с максимальным значением входного сигнала. В этом случае моменты возникновения выходных импульсов регенератора строго определяются моментами формирования стробирующих импульсов, т.е. можно считать, что происходит полное восстановление временных соотношений, если не учитывать случайные девиации стробирующих импульсов.

Структурная схема регенератора с частичной регенерацией представлена на рисунке.

 

В данном случае в цепи, содержащей ПФ и ФВ не формируются стробирующие импульсы и моменты генерации выходных импульсов зависят от формы входного сигнала, временных соотношений между информационным и хронирующим сигналами.

 

 

 

 

2.     Принцип работы регенератора

 

Регенерация цифрового сигнала – восстановление на конце регенерационного участка цифрового сигнала в виде, в каком он был введен в линию связи (ЛС) (без учета задержки на время передачи и обработки сигнала).

Регенераторы на обслуживаемых станциях (станционный регенератор) и НРП могут отличаться лишь конструктивно. Передаваемый по ЛС цифровой сигнал искажается, подвергается воздействию шумов, следовательно, возникают ошибки при приеме отдельных символов.

Особенность ЦСП – возможность восстановления передаваемой импульсной последовательности после прохождения через ЛС с дисперсией и шумами. Регенератор предназначен для восстановления цифрового сигнала, размещается вдоль ЛС и на конечных пунктах и выполняет следующие функции:

1.          Коррекция формы принимаемых импульсов.

2.          Хронирование – восстановление временных интервалов.

3.          Регенерация.

Функция регенерации включает:

1.     опознавание кодовых символов;

2.     восстановление в соответствии с опознанными символами формы, амплитуды и временного положения импульсов в регенерируемом сигнале;

3.     передача восстановленного сигнала в линию.

Опознавание символов осуществляется методом однократного отсчета – путем сравнения уровня регенерируемого сигнала с эталонным пороговым уровнем в момент, соответствующий наибольший вероятности верного опознавания.

Возможность регенерации относительно простыми техническими средствами – достоинство ЦСП.

Регенераторы работают в импульсном режиме.

Способ обнаружения, как уже было сказано, опознавание момента стробирования входного сигнала короткими импульсами. Регенератор открыт только в моменты прихода стробирующих импульсов. Вероятность ошибки будет минимальной, если стробирование производится в моменты времени, когда мгновенные значения входного сигнала максимальны, следовательно, отношение сигнал/помеха на входе РУ максимально.

Структурная схема участка регенерации и обобщенная схема регенератора представлены на рисунке.

Искажения сигнала на входе РГ (в точке 2) возникают вследствие передачи сигнала по линии связи, а также за счет наличия аддитивных шумов и помех.

Количественно оценить работу регенератора можно с помощью коэффициента ошибок, который определяется как отношение ошибочно принятых символов NОШ к общему количеству принятых символов NS

 

k=NОШ/NS,

 

Коэффициент ошибок РГ зависит от:

 - отношения сигнал шум в момент принятия решения в регенераторе;

 - фазовых флуктуаций положений импульсов в относительно идеальных положениях – фазовых дрожаний.

Величина фазовых дрожаний в свою очередь определяется:

1.          шумами в линии;

2.          статистическими свойствами передаваемого сигнала;

3.          свойствами схемы выделения тактовой частоты.

 

 

Назначение отдельных элементов РГ:

1.          ПУ – малошумящий предварительный усилитель-корректор с частотно-зависимой АЧХ – формирует выходной сигнал с минимальными межсимвольными искажениями в минимальной полосе частот. Коэффициент передачи SПУ(f) влияет на отношение сигнал шум на входе РУ.

2.          АРУ – блок автоматической регулировки уровня (усиления), предназначен для компенсации температурных изменений затухания ЛС, отклонения длины ЛС от номинальной при размещении РГ. Динамический диапазон регенератора – предел изменения сигнала на входе ПУ, при которых уровень и форма сигнала на его выходе остаются практически неизменными (обычно это 10..20 дБ).

3.          ВТЧ – схема выделения тактовой частоты. Формирует периодический сигнал в виде последовательности импульсов (со скважностью 2 и выше) с частотой следования символов линейного сигнала. Хронирующий сигнал обеспечивает обработку скорректированного импульсного сигнала в моменты времени, характеризующиеся максимальным отношением сигнал/шум (определяет моменты принятия решения), а также поддержание надлежащей расстановки импульсов на выходе РГ во времени.

4.          РУ – решающее устройство – блок, в котором в моменты времени принятия решения (определяются схемой ВТЧ) напряжение сигала с выхода ПУ сравнивается с пороговым. По результатам сравнения принимается решение о значении символа («0» или «1»).

5.          ФИ – формирователь импульсов – формирует требуемую форму импульсов с выхода РГ на соответствующих тактовых интервалах.

 

3.     Коэффициент ошибки регенератора

 

 

Рассмотрим случай, когда цифровой сигнал представляется последовательностью случайных двоичных символов с разрешенными состояниями  и , отстоящими друг от друга на величину .

Детектирование на приеме реализуется путем установки порогового уровня  и принятия решения о наличии уровня  или  в зависимости от того, выше или ниже порога принятый сигнал. Такая идеальная ситуация изменяется при наличии помех и шумов.

Рассмотрим механизм возникновения ошибок с целью определения соотношения между отношением сигнал/шум на входе РУ и коэффициентом (вероятностью) ошибки.

 

 

Действующие в цифровых трактах передачи тепловые и дробовые шумы,  помехи, вызванные взаимными влияниями, имеют нормальное (гауссовское)  распределение, для которого характерно нулевое среднее значение и  -  среднеквадратическое отклонение, соответствующее действующему напряжению шума. Шум одинаково воздействует на оба уровня.

 Вероятность ошибки при приеме такого сигнала определяется выражением:

 

 

где     - вероятности появления символов «0» и «1»

 - апостериорная вероятность приема символа «0» при передаче символа «1»

 - апостериорная вероятность приема символа «1» при передаче символа «0»

Также предположим, что эти условные вероятности равны .

Тогда с учетом высказанных допущений

 

 

Плотность вероятностей распределения мгновенных значений сигналов при наличии белого гауссовского шума определяется выражениями:

 

 - при приеме сигнала, соответствующего уровню U1

 - при приеме сигнала, соответствующего уровню U0

 

Тогда условные вероятности будут соответственно равны

 

Учитывая, что дополнительная функция ошибок определяется как

.

Произведем интегрирование с заменой переменной получим:

 

 

Из условия равенства условных вероятностей  определим напряжение порога

,

.

Тогда, с учетом , получаем, что

Определим отношение сигнал/шум (ОСШ) на входе РУ как отношение размаха импульса к действующему напряжению шума .

 Тогда для униполярного сигнала, когда U1=Um, U0=0, коэффициент ошибки определяется выражением

Для двухполярного (биполярного) сигнала U1=Um, U0=-Um:

Если

Для биполярного сигнала с размахом между уровнями «1» и «0»  (U1=Um/2, U0=-Um/2) вероятность ошибки равна ,  как и для двухполярного сигнала с пассивной паузой, только напряжение порога .

 

При приеме сигнала в квазитроичном коде сигнал центрирован относительно ,, 0 со среднеквадратическим отклонением sш.

вероятность ошибки определяется соотношением:

 

,

 

где    ,  - вероятности восстановления (регенерации) «0» при передаче «1» и «-1» соответственно.

,  - вероятность ошибочной регистрации 1 или -1 при передаче «0».

 

При известной и одинаковой вероятности формирования символов «0» и «1» в исходном двоичном сигнале р(1)=р(0)=0,5, вероятность формирования символов «0», «1» и «-1» в коде AMI (ЧПИ) будет равна

, .

Тогда в предположении, что, =рош*, можно записать, что вероятность ошибки при приеме сигнала равна:

 

.

 

Произведя процедуру интегрирования с заменой переменной как в предыдущем случае, имеем

,

 

а напряжения порогов соответственно равны

 

.

 

Использование многоуровневого кодирования (типа mBnM с M уровнями и М-1 порогами принятия решения) позволяет варьировать величинами ОСШ и шириной полосы частот при приеме многоуровневого сигнала при условии, что величины амплитуд равномерно распределены между Umin и Umax симметрично относительно «0», а также, что можно принимать эти значения с равной вероятностью p(j)=1/M.

 

 

 

Уровни равномерно распределены между значениями –Um и Um. Соседние значения уровней отличаются на величину: DU = (2Um)/(M-1).

Тогда для многоуровневого сигнала с равномерным распределением уровней и равной вероятностью их формирования

 

 

 

 

Или 

где

 

 

 

Вероятности ошибок для различных линейных кодов в зависимости от ОСШ в разах и дБ представлены на рисунках.

 

 

 

 

4.     Модель участка регенерации ЦСП

 

Представим участок регенерации в виде последовательно соединенных n-го регенератора, участка линии связи и n+1-го регенератора. Смотри рисунок. Обозначим сечения: 1 – выход n-го регенератора, 2 – вход n+1-го регенератора (выход линии связи), 3 – вход РУ (выход предварительного корректирующего усилителя).

 

Предположим, что

Si(t) – форма одиночного импульса единичной амплитуды в сечении i;

Si(f) – спектральная плотность мощности одиночного импульса заданной формы в i-ом сечении.

 

K12(f) – частотно зависимый коэффициент передачи участка линии связи.

K23(f) – коэффициент передачи предварительного усилителя-корректора.

 

 

 

 

К23(f) – характеризует степень, до которой корректируется частотнозависимое затухание участка линии связи.

Если затухание корректируется полностью, то

 

K13(f)=const,= K12(f)*K23(f)

 

 

и сигнал в точке принятия решения т.3 идентичен передаваемому в т.1.

ОСШ на входе РУ равно

 

где     - амплитудное значение сигнала на входе РУ

         sш3 – действующее напряжение шума в этом же сечении на сопротивлении 1 Ом.

         При известной односторонней спектральной плотности мощности на входе ПУ Gш2(f),  действующее напряжение шума будет равно

 

 

 

Т.о. основная задача при проектировании ЦСП – подобрать такую форму импульса на выходе ПУ (за счет коэффициента передачи К23(f)), при которой минимальны межсимвольные искажения и максимально ОСШ. Данная задача в общем виде не решена, решается для каждого конкретного случая.

5.     Отношение сигнал/шум в момент принятия решения 

 

Отношение сигнал/шум (ОСШ) в точке принятия решения (на входе РУ) однозначно определяет вероятность ошибки, реализуемую регенератором:

 

,

 

где    Um – размах между уровнями нуля и единицы в отсутствии межсимвольных искажений.

При наличии  межсимвольных искажений размах между уровнями, соответствующими 1 и 0, уменьшается и будет равен:

 

 

где    S3(t) – форма сигнала на входе РУ (выходе ПУ);

t1 – момент принятия решения;

Т – длительность тактового интервала линейного кода;

Действующее напряжение шума на выходе ПУ в сечении 3:

 

Тогда с учетом

 

 

 

 

ОСШ на входе РУ при наличии межсимвольных искажений будет равно

 

, в разах по напряжению.

 

 

Анализ полученного выражения позволяет сделать следующие выводы:

1)     Сигнал S3(t) должен иметь форму, обеспечивающую минимальные межсимвольные искажения.

2)     Сигнал в сечении 3 должен иметь узкополосный спектр, что позволяет ограничивать полосу пропускания корректирующего усилителя, следовательно, снижать мощность шумов.

 

6.     Требования к форме импульса на входе РУ

 

Сигнал на входе собственно РУ по форме может значительно отличаться от сигнала на выходе предыдущего регенератора. Восстановление прямоугольной формы сигнала усилителем-корректором (усиление с полной коррекцией) излишняя процедура, т.кхема принятия решения РУ может работать и при синусоидальной форме принимаемого сигнала. Кроме того, сглаженная форма импульса накладывает меньшие требования на ширину полосы пропускания ПУ, что приведет к уменьшению шумов в точке принятия решения на входе РУ. Проектирование  ПУ (выбор его АЧХ) – компромисс между:

-       улучшением формы сигнала, которая облегчает процесс принятия решения, и, следовательно, увеличивает мощность шумов;

-       уменьшением полосы пропускания, что снижает мощность шумов, но увеличивает межсимвольные искажения.

Разумный выбор АЧХ ПУ – основная проблема всех ЦСП и имеет решающее значение при проектировании линейных трактов.

Коррекция производится таким образом, чтобы снизить межсимвольные искажения до величины, позволяющей обеспечить регенерацию сигнала с малой вероятностью ошибки даже при наличии шумов, джиттера и др. мешающих факторов.

Рассмотрим последовательность импульсов длительностью Т и амплитудами , составляющих линейный сигнал. За счет характеристик среды распространения и АЧХ предварительного усилителя эта последовательность преобразуется в последовательность сигналов вида

,

 

где S3(t) – импульсная реакция системы кабель-корректор.

Возможно несколько форм импульсов на входе РУ.

1)     Полное ограничение функции S3(t) в пределах интервала 2Т, следовательно, соседние символы сигнала S3(t) не могут оказывать влияние друг на друга. Однако ограничение во временной области приводит к расширению полосы частот, необходимой для передачи сигнала, что ведет к увеличению мощности шумов и, следовательно, к ухудшению ОСШ.

2)     Если определить S3(t) таким образом, чтобы S3(t-kT)=0, при k≠0 S3(t)=1, при k=0, то при такой импульсной характеристике межсимвольные влияния в тактовые моменты времени равны нулю, следовательно, амплитуда сигнала в момент принятия решения определяется только символом сообщения на i-ом тактовом интервале. Данным условиям удовлетворяет функция

 

 

Однако на практике такая форма сигнала не используется, так как:

-       физически нереализуема АЧХ линейного тракта, обеспечивающая прямоугольный спектр, особенно при требовании линейности ФЧХ.

-       сигнал приближается к нулю медленно, величина i-ого символа зависит от хвостов других символов, следовательно, дефекты хронирования и амплитудно-частотные искажения будут приводить к воздействию на большую группу символов.

3)             На практике в ЦСП при реализации ПУ добиваются формы импульса на входе РУ пропорциональной  c ограниченной полосой и минимальными выбросами. 

         Аналитические выражения, описывающие форму и спектр сигнала приведены ниже:

 

 

 

 

где b - коэффициент сглаживания, 0£b£1.

 

Форма сигнала и соответствующие спектры сигналов для разных значений  коэффициента сглаживания b приведены на рисунке.

В линейном корректоре (ПУ) регенератора наряду с межсимвольными помехами, возникают дополнительные помехи, вызванные погрешностью коррекции.

Основные причины погрешностей при коррекции:

1.     разброс частотных характеристик затухания кабельных линий, использующих различные кабели;

2.     отклонение формы импульсов, передаваемых в линию, от номинальной;

3.     разброс затуханий кабельных линий и неточность работы АРУ;

4.     влияние помех на работу АРУ.

 

 

 

 

 

7.  Контроль параметров линейного сигнала методом глаз-диаграммы

 

Глаз-диаграмма – графический метод определения влияния на импульсный линейный сигнал реальных воздействий и является простейшим способом оценки характеристик цифровой системы передачи.

Исследование глаз диаграммы позволяет проводить анализ цифрового потока по следующим параметрам:

1.     межсимвольные искажения;

2.     фазовые дрожания линейного тракта;

3.     фазовые дрожания моментов принятия решения.

Глаз-диаграмма – результат наложения всех возможных импульсных последовательностей в течение промежутка времени, равного двум тактовым интервалам линейного сигнала.

Наблюдается на экране осциллографа в режиме внешней развертки линейного сигнала с частотой fл.

Глаз-диаграмма определяет границу, внутри которой не может существовать траектория сигнала при любой реализации кодовой последовательности (определяет зону, в пределах которой должна производиться операция принятия решения).

Глаз-диаграмма характеризуется раскрывом по горизонтали и по вертикали.

Влияние линейного тракта приводит к уменьшению раскрыва глаз- диаграммы как по горизонтали, так  и по вертикали.

Изменение глаз-диаграммы при влиянии различных внешних факторов.

В результате уменьшается раскрыв глаз-диаграммы по вертикали и горизонтали.

Все возможные кодовые комбинации на двух тактовых интервалах

 

Центр раскрыва глаз-диаграммы

- горизонтальный уровень – уровень принятия решения

- вертикальный уровень – момент принятия решения.

 

Расстояние между центром глаз-диаграммы и верхней границей окна определяет запас по шумам (по вертикали), по горизонтали – чувствительность синхронизации.

Амплитудные искажения в линейном тракте приводят к уменьшению раскрыва глаз-диаграммы по вертикали, вызываются амплитудные искажения следующими факторами:

- межсимвольными искажениями I- рода;

- наличием эхо-сигналов (отражений);

- флуктуациями амплитуд импульсов с выхода регенератора;

- флуктуациями порогов принятия решений;

- шумами линии и регенератора.

Временные искажения приводят к уменьшению раскрыва глаз-диаграммы  по горизонтали, это связано с несовершенством процесса принятия решения:

- несоответствием моментов принятия решений идеальным значениям;

- фазовыми дрожаниями линейного сигнала.

Наличие тепловых и дробовых шумов линейного тракта и собственно регенератора приводит к уменьшению раскрыва глаз-диаграммы по вертикали с НИД до Нреал, что характеризуется уменьшением ОСШ. В связи с этим ОСШ на входе РУ для обеспечения гарантированного значения  коэффициента ошибки Pош необходимо увеличить  на величину

 

где    Нид, Нреал - раскрыв идеальной и реальной глаз-диаграммы по вертикали в отсутствие и при наличии шумов.

Влияние межсимвольных искажений также приводит к уменьшению раскрыва глаз-диаграммы по вертикали. Для обеспечения гарантированного значения ОСШ при наличии межсимвольных искажений необходимо ОСШ на входе регенератора увеличить  на величину

 

 

где    Нид, Нреал - раскрыв идеальной и реальной глаз-диаграммы по вертикали в отсутствие и при наличии межсимвольных искажений.

Глаз – диаграмма для квазитроичного кода (AMI со 100% заполнением тактового интервала, PST).

Тема 19

Тема 19

 

1 Обобщенная структурная схема линейного тракта волоконно-оптической системы передачи.. 2

2 оптические интерфейсы и их Основные параметры.. 3

3 Основные параметры элементов оптического линейного тракта 19

3.1 Основные характеристики одномодовых оптических волокон. 19

3.1.1 Затухание и дисперсия в оптических волокнах. 19

3.1.2 Нелинейные эффекты в ОВ.. 23

3.1.3 Влияние линейных и нелинейных искажений. 27

3.2 Оптический передатчик. 28

3.3 Оптические усилители: классификация, основные параметры.. 29

4 Инженерные методики проектирования линейного тракта оптических систем передачи.. 33

4.1 Проектирование одноканальной системы по «худшему случаю». 33

4.2 Коэффициент ошибок по битам и Q-фактор. 36

4.3 Влияние дисперсионных свойств оптического волокна на протяженность оптического тракта. 39

4.4 Расчет оптического отношения сигнал/шум цепочки оптических усилителей 45

4.5 Оптическое перекрестное влияние. 49

4.5.1 Основные определения. 49

4.5.2 Межканальное перекрестное влияние. 50

4.5.3 Интерферометрическое перекрестное влияние. 53

4.6 Учет нелинейных явлений. 56

5 обобщенная методика проектирования линейного тракта 59

5.1 Общие положения. 59

5.2 Методика проектирования. 59

 

 

 


 

1       Обобщенная структурная схема линейного тракта волоконно-оптической системы передачи

 

В наиболее общем случае структурная схема линейного тракта многоканальной волоконно-оптической системы передачи (ВОСП), использующей спектральное разделение сигналов (показан один прямой канал), приведена на рисунке 1.1 и включает в себя следующие оптические сетевые элементы: оконечное оборудование системы передачи, в котором важны параметры оптических передатчика (Тх) и приемника (Rх), оптические мультиплексор (ОМ) и демультиплексорD), реконфигурируемые оптические мультиплексоры ввода/вывода (OADM), оптические кросс-коммутаторы (ОXC), оптические усилители (OA), которые могут использоваться как бустеры (ВОА), линейные (LOA) и предварительные (РОА) усилители, устройства компенсации дисперсии (DXM), участки оптического волокна.

Рисунок 1.1 – Структурная схема линейного тракта ВОСП

со спектральным разделением каналов

 

В схеме, представленной на рисунке 1.1, на вход канального оптического передатчика Тхi поступает информационный цифровой сигнал (цифровая случайная импульсная последовательность в линейном коде) заданной скорости. В оптическом передатчике с помощью оптического модулятора (внешнего или непосредственно) осуществляется модуляция по интенсивности оптической несущей на заданной длине волны li. Модулированные несущие мультиплексируются (объединяются) с помощью оптического мультиплексора WDM в агрегатный (групповой) оптический поток, который после усиления мощным оптическим усилителем (BOA) вводится в оптическое волокно (ОВ). В оптическом тракте, являющемся, как правило, частью сложной оптической транспортной сети, возможна как оптическая кросс-коммутация сигналов в ОXC (коммутация части оптических канальных сигналов с произвольного входа на произвольный выход), так и ввод/выделение оптического сигнала с заданной длиной волны в оптическом мультиплексоре ввода/вывода (OADM). Для уменьшения влияния на передаваемый оптический сигнал дисперсионных искажений в ОВ, в линейном тракте применяются устройства компенсации дисперсии. На приемной стороне многоканальный оптический сигнал с выхода ОВ усиливается в предварительном усилителе и демультиплексируется, т.е. разделяется на составляющие потоки – модулированные несущие li. Канальные оптические сигналы поступают на соответствующие оптические приемники (Rxi), где они дополнительно фильтруются (оптические полосовые фильтры используются для уменьшения переходных помех и увеличения тем самым помехоустойчивости при детектировании), детектируются с помощью фотодетекторов (преобразуются из оптического сигнала в электрический) и регенерируются (восстанавливается цифровой канальный электрический сигнал с заданными параметрами качества, важнейшим из которых является коэффициент ошибок по битам).

При изложении материала в данном пособии не рассматриваются вопросы технологической и конструктивной реализации отдельных элементов оптического линейного тракта, а подробно анализируются их параметры, учитываемые при проектировании линейного тракта и влияющие на его протяженность.

При изложении методик проектирования линейного тракта будем исходить из того, что в наиболее общем случае система является многоканальной со спектральным разделением каналов и содержит все отмеченные на схеме рисунка 1.1 оптические сетевые элементы.

 

2       оптические интерфейсы и их Основные параметры

 

Для возможности сопряжения разнородного оборудования транспортной сети сетевые оптические элементы оснащаются оптическими интерфейсами, которые определены в ряде рекомендаций МСЭ-T. Оптические интерфейсы транспортных сетей характеризуются развивающимся разнообразием. Это обусловлено развитием новых технологий передачи и внедрением новых компонентов: перестраиваемых лазеров; оптических усилителей; компактных компенсаторов дисперсии; процессоров предварительной коррекции ошибок (FEC) и т.д. Оптические интерфейсы стандартизированы в рекомендациях МСЭ-Т и IEEE 802.3. В соответствии с этими стандартами оптические интерфейсы можно разделить на три группы (рисунок 2.1):

-   одноканальные, обеспечивающие передачу только на одной оптической частоте (G.955, G.957, G.691, G.693, IEEE 802.3 u,z);

-   многоканальные, обеспечивающие передачу на двух и более оптических частотах одновременно (G.692, G.694.1, G.694.2, G.695, G.696.1, G.696.2, G.698.1, G.698.2, G.959.1, G.959.2);

-   оптические интерфейсы пассивных оптических сетей (PON), которые поддерживают передачу оптических сигналов на 1, 2, 3 и более оптических частотах (G.983, G.984, G.985, IEEE 802.3ah).

Как показано в Рекомендации G.957, для одноканальных оптических линейных трактов, реализованных на оборудовании синхронной цифровой иерархии SDH (уровни STM1-STM-16), использовались три категории приложений:

 

 

Рисунок 2.1 – Общая классификация оптических интерфейсов

 

- внутристанционные, соответствующие расстояниям присоединения меньшим, чем приблизительно 2 км;

- межстанционные малой дальности, соответствующие расстояниям присоединения, равным приблизительно 15 км;

- межстанционные большой дальности, соответствующие расстояниям присоединения, равным приблизительно 40 км в окне 1310 нм и приблизительно 80 км в окне 1550 нм.

Так как общие характеристики системы и конкретные значения для оптических параметров, как правило, зависят от скорости передачи информации, оптические интерфейсы СЦИ классифицировали, основываясь на приложениях с использованием набора прикладных кодов. Прикладной код составлялся следующим образом:

Приложение – уровень STM. Нижний индекс.

Использовались следующие обозначения:

приложение:

-                    I (внутристанционное);

-                    S (малой дальности);

-                    L (большой дальности);

нижний индекс:

– «1» – используются источник излучения с номинальной длиной волны 1310 нм и ОВ в соответствии с рекомендацией МСЭ-Т G.652;

– «2» – используются источник излучения с номинальной длиной волны 1550 нм и ОВ в соответствии с рекомендацией МСЭ-Т G.652 для приложений малой дальности и ОВ в соответствии с рекомендациями МСЭ-Т G.652 или G.654 для приложений большой дальности;

– «3» – используются источник излучения с номинальной длиной волны 1550 нм и ОВ в соответствии с рекомендацией МСЭ-Т G.653.

На всем протяжении эволюции оптических систем передачи изменялись и совершенствовались прикладные коды. В рекомендации МСЭ-Т G.959.1 приведены прикладные коды последнего поколения.

На рисунке 2.2 показаны универсальные эталонные точки для оптических сетевых элементов, являющихся частью оптического линейного тракта. Термин «Оптический сетевой элемент» (ONE) используется для иллюстрации общего случая универсального сетевого элемента в оптической транспортной сети. В целом ONE может иметь:

1) только многоканальные интерфейсы;

2) только одноканальные интерфейсы;

3) любую комбинацию одноканальных и многоканальных интерфейсов.

 

 

Рисунок 2.2 – Универсальные эталонные точки для оптических сетевых элементов

 

Эталонные точки определены следующим образом:

− Ss – (одноканальная) эталонная точка в оптическом волокне сразу после одноканального NE оптического разъема передатчика;

− Rs – (одноканальная) эталонная точка непосредственно перед оптическим разъемом NE одноканального клиентского приемника;

− Sм-s – (одноканальная) эталонная точка сразу после выходного оптического разъема любого трибутарного интерфейса оптического сетевого элемента (нижний индекс «M-S» означает одноканальный выход из системы, которая может быть многоканальной);

− Rs – (одноканальная) эталонная точка в оптическом волокне непосредственно перед входным оптическим разъемом любого трибутарного интерфейса оптического сетевого элемента (нижний индекс «S-M» означает одноканальный вход в систему, которая может быть многоканальной);

− MPI-Sм – (многоканальная) эталонная точка в оптическом волокне сразу после выходного оптического разъема транспортного интерфейса оптического сетевого элемента;

− MPI-Rм – (многоканальная) эталонная точка в оптическом волокне непосредственно перед входным оптическим разъемом транспортного интерфейса оптического сетевого элемента;

− Sм – (многоканальная) эталонная точка в оптическом волокне непосредственно перед оптическим разъемом транспортного интерфейса оптического сетевого элемента;

− Rм – эталонная точка в ОВ непосредственно перед входным оптическим разъемом линейного многоканального OA.

При этом различают понятия междоменного и внутридоменного интерфейсов. Междоменные интерфейсы (IrDI) предназначены для соединения двух различных административных доменов. Такие домены могут иметь оборудование, изготовленное двумя различными производителями. Кроме того, два административных домена могут принадлежать двум различным сетевым операторам.

Оптические интерфейсы, реализуемые в оборудовании, обеспечивают поперечную совместимость (совместимость между производителями), которая автоматически обеспечивается для всех IrDI, имеющих одинаковый прикладной код nWx-ytz.

Прикладной код идентифицирует сеть, реализацию и архитектурные характеристики приложения. Обозначение прикладного кода строится следующим образом:

PnWx-ytz,

 

где: P – при наличии указывает на «множественный» прикладной код, относящийся к IrDI. Множественные коды применимы к любому оптическому трибутарному сигналу внутри определенного класса;

n – максимальное число каналов, поддерживаемых прикладным кодом;

W – буква, определяющая длину интервала/коэффициент ослабления, например:

− I – внутриофисное приложение (затухание на участке до 7 дБ);

− S – малое расстояние (затухание на участке до 11 дБ);

− L – большое расстояние (затухание на участке до 22 дБ);

− V – очень большое расстояние (затухание на участке до 33 дБ);

U – сверхбольшое расстояние (затухание на участке до 44 дБ);

x – максимальное число участков усиления, допустимое прикладным кодом;

y – определяет наивысший класс поддерживаемого оптического трибутарного сигнала (тип линейного кода и скорость передачи цифрового сигнала), например: «1» – класс NRZ 2.5G; «2» – класс NRZ 10G; «3» – класс NRZ 40G; «7» – класс RZ 40G.

t – определяет уровни мощности для прикладного кода, например:

− A – используются уровни мощности, подходящие для бустерного усилителя в исходном ONE, и уровни мощности, пригодные для предусилителя в оконечном ONE;

− B – используются уровни мощности, подходящие только для бустерного усилителя;

− C – используются уровни мощности, подходящие только для предусилителя;

− D – используются уровни мощности, подходящие для работы без усилителей;

z – обозначает тип источника и волокна следующим образом:

− «1» – используются источник излучения с номинальной длиной волны 1310 нм и ОВ в соответствии с рекомендацией МСЭ-Т G.652;

− «2» – используются источник излучения с номинальной длиной волны 1550 нм и ОВ в соответствии с рекомендацией МСЭ-Т G.652;

− «3» – используются источник излучения с номинальной длиной волны 1550 нм и ОВ в соответствии с рекомендацией МСЭ-Т G.653;

− «5» – используются источник излучения с номинальной длиной волны 1550 нм и ОВ в соответствии с рекомендацией МСЭ-Т G.655.

Определяются физические значения параметра для междоменных интерфейсов только с одним участком (то есть для x = 1).

Двунаправленная передача в оптической системе будет обозначаться добавлением символа B перед прикладным кодом. Для приложения OTN он имеет следующий вид:

BnWx-ytz.

 

В некоторых прикладных кодах в конце кода добавляется суффикс. Пять суффиксов определяются следующим образом:

− F – в приложении для передачи используются байты FEC;

− D – в приложении используется адаптивная компенсация дисперсии;

− r – указывает на уменьшенное целевое расстояние, ограниченное дисперсией. Уменьшенные целевые расстояния могут быть обеспечены посредством других технических решений, которые оставлены для дальнейшего изучения (например, подход с параллельными интерфейсами);

− a – указывает на то, что уровни мощности передатчика соответствуют приемникам на основе лавинного фотодиода APD;

− b – указывает на то, что уровни мощности передатчика соответствуют приемникам на основе p-i-n фотодиода.

В таблице 2.1 приведены основные параметры многоканального междоменного оптического интерфейса класса 2.5G NRZ. Рассмотрим более подробно параметры оптических интерфейсов.

1 Максимальное число каналов (N) – максимальное число оптических каналов, которые могут одновременно присутствовать в интерфейсе.

2 Оптический компонентный (трибутарный) сигнал

– класса 2.5G NRZ – непрерывный цифровой сигнал с линейным кодированием без возврата к нулю со скоростью передачи от номинально 622 Мбит/с до номинально 2,67 Гбит/с;

– класса 10G NRZ – непрерывный цифровой сигнал с линейным кодированием без возврата к нулю со скоростью передачи от номинально 2,4 Гбит/с до номинально 10,71 Гбит/с;

– класса 40G NRZ – непрерывный цифровой сигнал с линейным кодированием без возврата к нулю со скоростью передачи от номинально 9,9 Гбит/с до номинально 43,02 Гбит/с.

3 Максимальный коэффициент ошибок по битам (BER). При проектировании оптического участка коэффициент ошибок по битам (КОБ) должен быть не хуже значения, определенного прикладным кодом. Это значение относится к каждому оптическому каналу при максимальных значениях ослабления в оптическом пути и дисперсии в каждом приложении. В случае прикладных кодов, требующих передачу байтов FEC (коды применения с суффиксом F), КОБ должен выполняться только после коррекции ошибок (если она используется). Для всех других прикладных кодов КОБ должен выполняться без использования FEC.

4. Типы одномодовых оптических волокон выбраны из типов волокон, определенных в Рекомендациях МСЭ-Т G.652, G.653 и G.655.

5. Интерфейс в точке MPI- или MPI-S характеризуется следующими параметрами.

5.1 Максимальная (PSmax) и минимальная (PSmin) средние выходные мощности канала.

Средняя выходная мощность канала соответствует введенной в ОВ мощности канального оптического сигнала в эталонной точке MPI-Sм или MPI-S и определяется как средняя мощность псевдослучайной последовательности данных, введенных в волокно от ONE. Она может изменяться в диапазоне между максимальным (PSmax) и минимальным (PSmin) значениями, что обеспечивает определенную оптимизацию по стоимости, позволяет учитывать допуски для работы в стандартных условиях, деградацию разъемов, погрешности измерения и эффекты старения. Значения PSmax и PSmin позволяют вычислить чувствительность и перегрузку для приемника в контрольной точке MPI-R.

5.2 Максимальная средняя полная выходная мощность(PSS).

Максимальное значение средней введенной в ОВ оптической мощности в точке MPI-Sм для многоканального оптического сигнала. Оценивается с помощью выражения

 

PSS = PSmaxN, Вт или pSS = pSmax + 10lgN, дБм,

где N – количество оптических каналов.


Таблица 2.1 – Параметры многоканального междоменного оптического интерфейса класса NRZ 2,5G

 

Параметр

 

Ед.

изм.

P16S1-1D2

P16S1-1D5

 

P16I1-2D2

P16I1-2D3

P16I1-2D5

P16S1-2B2

P16S1-2B5

 

P16S1-2C2

P16S1-2C3

P16S1-2C5

1

2

3

4

5

6

Общая информация

Максимальное число каналов

 

16

16

16

16

Скорость передачи / линейный код

 

2,5G NRZ

10G NRZ

10G NRZ

10G NRZ

Макс. коэффициент битовых ошибок

 

10–12

10–12

10–12

10–12

Тип волокна

 

 

G.652/

G.655

G.652/G.653/G.655

G.652/

G.655

G.652/ G.653/

G.655

Интерфейс в точке MPI-SM

Макс. средняя выходная мощность канала

дБм

-4

-3

+3

-7

Мин. средняя выходная мощность канала

дБм

-10

-6

0

-11

Макс. средняя суммарная выходная мощность

дБм

+8

+9

+15

+5

Центральная частота

ТГц

192,1 + 0,2 m, m = 0…15

Межканальный интервал

ГГц

200

200

200

200

Макс. отклонение центральной частоты

ГГц

40

40

40

40

Мин. коэффициент гашения в канале

дБ

8,2

8,2

8,2

8,2

Маска глаз-диаграммы

 

NRZ 2,5G

NRZ 10G

NRZ 10G

NRZ 10G

Оптический путь (один участок) от точки MPI-SM до точки MPI-RM

Макс. коэффициент ослабления

дБ

11

6

11

11

Мин. коэффициент ослабления

дБ

2

0

0

0

Макс. хроматическая дисперсия

пс/нм

800

400

800

800

Мин. оптические возвратные потери в точке MPI-SM

дБ

24

24

24

24

Макс. дискретный коэффициент отражения между точками MPI-SM и MPI-RM

дБ

-27

-27

-27

-27

Макс. дифференциальная групповая задержка

пс

120

30

30

30

 

 

Продолжение таблицы 2.1

 

1

2

3

4

5

6

Интерфейс в точке MPI-RM

Макс. средняя мощность

дБм

- 6

-3

+3

-7

Мин. средняя мощность

дБм

-21

-12

-11

-22

Макс. средняя суммарная мощность

дБм

+6

+9

+15

+5

Максимальное различие между мощностями в канале

дБ

-

-

-

-

Макс. потери в оптическом пути (штраф оптического тракта)

дБ

1

2/1/1

2/1

2/1/1

 

Мин. эквивалентная чувствительность

дБм

-22

-14/-13/-13

-13/-12

-24/-23/-23

Макс. коэффициент отражения оптического сетевого элемента

дБ

 

-27

-27

-27

-27

 


5.3          Центральная частота (n0).

Номинальные значения частот оптических сигналов, используемых для передачи цифровой информации отдельных оптических каналов.

5.4          Максимальное отклонение центральной частоты (Dn) – разность между номинальной центральной частотой и фактической центральной частотой оптического сигнала. В отклонение центральной частоты включены все процессы, которые влияют на мгновенное значение центральной частоты источника излучения для интервала измерения, соответствующего скорости передачи в канале. Эти процессы включают скачки частоты излучения источника (chirp), пропускную способность, уширение в результате самомодуляции и влияние температуры и старения.

5.5          Межканальный интервал (DF) определяется как номинальная разность частот между двумя оптическими несущими соседних каналов. Разнос между оптическими несущими определяется скоростью передачи модулирующих канальных цифровых сигналов и выбирается из стандартного ряда: 12,5, 25, 50, 100, 200, 400 ГГц. В частности, в таблице 2.1 межканальный интервал равен DF = 200 ГГц.

5.6          Диапазон рабочих длин волн системы зависит от исходных характеристик источника и приемника излучения, характеристик передачи волокна (коэффициента затухания, хроматической дисперсии) и полосы пропускания ОУ, если он используется.

Рабочие области длин волн для одноканальных и многоканальных внутридоменных и междоменных интерфейсов со скоростями каналов от 0,155 Гбит/с до 40 Гбит/с определены в Рекомендациях МСЭ-Т G.694.1 (DWDM) и G.694.2 (СWDM). В общем случае сетку частотных каналов для систем DWDM можно определить следующим образом:

 

192,1 + n×DF , ТГц,

 

где n – положительное целое, включая 0, соответствующее номеру канала, n = 1…N;

DF – межканальный интервал, ТГц.

5.7          Минимальный коэффициент экстинкции (гашения) (в канале). Коэффициент экстинкции (EX) определяется следующим образом:

 

EX = 10 log (A/B),

 

где A – средний уровень оптической мощности в центре логической «1»;

B – средний уровень оптической мощности в центре логического «0».

 


5.8          Маска глаз-диаграммы сигналов в линейном коде – определяет общие характеристики формы импульса передатчика в точке MPI-S, включая время нарастания, время спада, выброс импульса, отрицательный выброс перед фронтом импульса и переходной процесс («звон»), которые должны контролироваться для предотвращения чрезмерной деградации чувствительности приемника. Глаз-диаграммы (eye pattern masks) для одноканальных систем СЦИ приведены в Рекомендациях МСЭ-Т G.957, G.691, G.693. Глаз-диаграмма для многоканальных и одноканальных интерфейсов IrDI с кодом NRZ определены в Рекомендации МСЭ-Т G.959.1. На рисунке 2.3 в качестве примера приведены маска глаз-диаграммы для оптического сигнала в коде NRZ и ее параметры при различных битовых скоростях и длинах волн.

 

 

NRZ 10G

Область 1310 нм

NRZ 10G

Область 1550 нм

NRZ 40G

x3 - x2

0,2

0,2

0,2

y1

0,25

0,25

0,25

y2

0,75

0,75

0,75

y3

0,4

0,25

0,25

y4

0,25

0,25

0,25

 

Рисунок 2.3 – Маска глаз-диаграммы оптического сигнала передачи в коде NRZ

 

Для некоторых прикладных кодов в оптических интерфейсах дополнительно указываются следующие параметры, характеризующие сигнал в точке S.

5.9          Тип источника. Тип используемого источника оптического излучения зависит от характеристик затухания и дисперсии ОВ и иерархического уровня каждого прикладного кода, в качестве источника могут применяться лазеры с несколькими продольными модами (MLM) и лазеры с одной продольной модой (SLM).

5.10     Максимальная среднеквадратичная ширина спектра излучения (RMS). В максимальной среднеквадратичной ширине или стандартном отклонении σ (нм) спектрального распределения лазера MLM учитываются все лазерные моды, амплитуды которых ниже пиковой моды не более, чем на 20 дБ. Эта спецификация применяется только к системам с MLM лазером с длиной волны 1310 нм (рекомендация МСЭ-Т G.691).

5.11     Максимальная ширина спектра на уровне минус 20 дБ (Dl) SLM лазера определяется максимальной полной шириной центрального пика длины волны, измеряемой на уровне −20 дБ от максимальной амплитуды центральной длины волны при стандартных условиях работы (рекомендация МСЭ-Т G.691, рисунок 2.4).

Максимальная (оптическая) спектральная плотность мощности определяется как максимальный усредненный во времени уровень мощности на интервале 10 МГц в любой части спектра модулированного сигнала. Этот параметр используется для исключения попадания в режим бриллюэновского рассеяния для мощных источников с потенциально узкой собственной шириной линии, например, систем типа лазер – усилитель – модулятор. Однако эта характеристика применима к источникам любого типа.

 

Выноска 2 (без границы): pS,дБмВыноска 2 (без границы): SMSRВыноска 2 (без границы): Dl

 

Рисунок 2.4 – Спектр излучения лазера

 

5.12     Минимальный коэффициент подавления боковой моды (SMSRmin) – это минимальное отношение наибольшего пика всего спектра передатчика ко второму по амплитуде пику (рисунок 2.4).

Коэффициент подавления боковой моды (SMSR) предназначен для минимизации возможности ухудшения КОБ в результате действия шумов из-за перераспределения мод (MPN). Спецификация SMSR относится только к лазерным источникам SLM.

5.13     Отношение оптический сигнал/шум для источника оптического излучения. Определяется как отношение мощности оптического сигнала к мощности оптического шума у оптического передатчика в заданной полосе пропускания при соединении с трактом передачи.

5.14     Поляризация – распределение поляризации в сигнале оптического источника. Этот параметр может влиять на допуск для PMD; он важен в случае мультиплексирования по поляризации.

6. Оптический путь (один участок) от точки MPI-Sм до MPI-Rм или от MPI-S до MPI-R.

6.1 Максимальный коэффициент ослабления, при котором система работает с коэффициентом ошибок по битам BER=10–12 (или заданного прикладным кодом) при наихудших параметрах сигнала на передающей стороне и максимальной дисперсии.

6.2          Минимальный коэффициент ослабления, позволяющий системе обеспечить BER не ниже 10–12 (или значения, заданного прикладным кодом).

6.3          Максимальная хроматическая дисперсия – определяет максимальное допустимое для системы нескомпенсированное абсолютное значение хроматической дисперсии. Требуемый максимальный допуск дисперсии системы принимается равным произведению требуемого расстояния на: 20 пс/нм×км – для ОВ в соответствии с Рекомендацией G.652, 3,3 пс/нм×км – для ОВ в соответствии с Рекомендацией G.653 в районе длин волн 1550 нм и для ОВ в соответствии с Рекомендацией G.652 в районе длин волн 1310 нм. Эти значения рассматриваются как наихудшие значения дисперсии для соответствующих типов ОВ. Использование наихудшего случая для этого параметра обеспечивает некоторый запас по дисперсии.

6.4          Максимальное отклонение хроматической дисперсии – это максимальная допустимая разность между фактическим значением хроматической дисперсии оптического пути от точки MPI-S до точки MPI-R (рисунок 2.5) и значением дисперсии оптического пути, определенном во время инсталляции. Отклонение хроматической дисперсии учитывается в приложениях с учетом параметров устройств компенсации дисперсии (DC). На рисунке 2.5 приемное оборудование содержит модуль компенсации дисперсии (DC) и оптический детектор (Det). Кроме того, в приемном оборудовании может использоваться предварительный оптический усилитель (РOA).

 


Рисунок 2.5. – К расчету отклонения хроматической дисперсии

 

Во время инсталляции приемного оборудования измеренное значение дисперсии оптического пути используется для установления величины компенсации дисперсии в DC. Если фактическое значение дисперсии оптического пути DP и фактическое значение компенсации дисперсии в приемнике DC, то существует требование, чтобы в любой момент времени после инсталляции:

 

|DР + DС |< D r max,

 

где Dr max – максимальная допустимая остаточная хроматическая дисперсия. Например, Dr max = 30 пс/нм для класса NRZ 40G без использования адаптивной компенсации дисперсии.

Такие факторы, как погрешность измерения, температура, ремонтные работы и старение, приводят к отличию фактического значения DP от измеренного на величину δP. Аналогично такие факторы, как установка степени разбиения, температура и старение, приводят к тому, что DC отличается от измеренного значения при инсталляции на величину δC. Поэтому приведенное выше ограничение означает, что для исключения превышения Dr max требуется, чтобы

 

|δ Р| + |δ С|< D r max.

 

6.5          Минимальные оптические возвратные потери в точке MPI-SM или MPI-S. Отражения вызваны неоднородностями показателя преломления вдоль оптического пути. Отражения влияют на работу источника оптического излучения и усилителей, также многочисленные отражения приводят к интерференционному шуму в приемнике. Отражения на оптическом пути контролируются путем определения:

– минимальных оптических обратных потерь кабельного участка в эталонной точке источника (например MPI-SM, MPI-S), включая любые соединители;

– максимального дискретного коэффициента отражения между эталонными точками источника (например MPI-SM, MPI-S) и эталонными точками приема (например MPI-RM, MPI-R).

Следует помнить, что коэффициент отражения определяется как отношение отраженной оптической мощности в точке к оптической мощности падающего света в этой точке, тогда как оптические возвратные потери – это отношение падающей оптической мощности к суммарной обратной оптической мощности для всего волокна, включая как дискретные отражения, так и распределенное обратное рассеяние, например Рэлеевское рассеяние.

6.6          Максимальная дифференциальная групповая задержка. Дифференциальная групповая задержка (DGD) – это разность времени между частями импульса, которые переданы в двух основных модах поляризации оптического сигнала. Для расстояний, превышающих несколько километров, и при сильном взаимодействии между поляризационными модами можно статистически моделировать DGD в волокне с помощью распределения Максвелла. Максимальная дифференциальная групповая задержка определяется как значение DGD, которое система допускает при максимальном ухудшении чувствительности приемника (штрафе по оптической мощности) приблизительно на 1 дБ. Из-за статистической природы поляризационно-модовой дисперсии (ПМД) отношение максимальной DGD к средней DGD можно определить только вероятностно. Вероятность превышения мгновенным DGD любого данного значения может быть выведена из того, что она подчиняется статистике Максвелла. Поэтому, если известна максимальная допустимая для системы DGD, то можно определить эквивалентную среднюю DGD, деля ее на параметр r, соответствующий приемлемой вероятности.

 

DGDср= DGDmax/r

 

где rотношение максимального значения к среднему значению в статистике Максвелла. Примеры таких отношений приведены в таблице 2.2.

 

Таблица 2.2 – Отношение максимального значения DGD к среднему и соответствующая вероятность превышения максимального значения

Отношение максимального значения

к среднему значению (r)

Вероятность превышения максимального значения

3,0

4,2 × 10–5

3,5

7,7 × 10–7

4,0

7,4 × 10–9

 

7. Интерфейс в точке MPI-RM или MPI-R

7.1 Максимальная средняя входная мощность (в канале) – максимальное приемлемое значение принимаемой средней оптической мощности канального сигнала в точке MPI-RM или MPI-R для достижения указанного максимального КОБ прикладного кода.

7.2 Минимальная средняя входная мощность (в канале) – минимальное значение принимаемой средней оптической мощности канального сигнала в точке MPI-RM. Эта мощность является минимальной средней выходной мощностью канала минус максимальный коэффициент ослабления приложения без учета потерь в оптическом пути (штрафа по мощности оптического тракта).

7.3 Максимальная средняя суммарная входная мощность – максимальная приемлемая суммарная входная мощность в точке MPI-RM.

7.4 Максимальная разность мощностей в канале – разность между наибольшим значением средней введенной в канал мощности и наименьшим значением средней введенной в канал мощности в один момент времени при заданной оптической пропускной способности в диапазоне независимо от числа каналов в приложении.

7.5 Максимальные потери в оптическом пути (штраф по мощности). Потери в пути – это наблюдаемое снижение чувствительности приемника (или эквивалентной чувствительности в случае многоканальных приложений) из-за искажения формы сигнала при прохождении по оптическому пути. Они проявляются как сдвиг кривых КОБ системы в сторону более высоких уровней входной мощности. Это соответствует положительным потерям в пути. Поскольку потери в пути приводят к изменению чувствительности приемника, они измеряются при заданном значении КОБ, например, BER=10–12.

Для приложений со скоростями передачи в канале, соответствующих классу NRZ 40G, значение оптических потерь в пути на 1 дБ выше, чем для более низких скоростей передачи, что позволяет учесть также потери, связанные с ПМД (как первого, так и второго порядка). Среднее значение случайных дисперсионных потерь из-за ПМД включено в допустимые потери в пути. В этом отношении комбинация передатчик/приемник должна допускать фактическую дифференциальную групповую задержку величиной 0,3 тактового интервала при максимальном снижении чувствительности приблизительно на 1 дБ (при 50 % оптической мощности в каждой основной поляризационной моде). Для правильно спроектированного приемника это соответствует потерям оптического пути 0,1…0,2 дБ для DGD, что соответствует уширению импульса на 0,1 тактового интервала.

7.6 Минимальная эквивалентная чувствительность – это минимальная чувствительность в точке MPI-RM, которая потребовалась бы для помещенного в точку MPI-RM приемника в многоканальных приложениях для достижения указанного максимума КОБ прикладного кода при удалении всех каналов, кроме одного (с идеальным фильтром, не имеющим потерь). При этом учитываются потери мощности, вызванные использованием передатчика при стандартных условиях работы с наихудшими значениями коэффициента гашения, времени нарастания и спада импульса, оптических возвратных потерь в точке MPI‑SM, деградации разъемов, перекрестных помех со стороны передатчика, оптического шума усилителя и погрешностей измерения. Она не включает потери мощности, связанные с дисперсией, флуктуацией, нелинейностью или отражениями в оптическом пути; эти эффекты определяются отдельно в распределении максимальных оптических потерь в пути. Однако необходимо учитывать то, что вводимая в канал в точке MPI-RM минимальная средняя мощность должна превышать минимальную эквивалентную чувствительность на значение оптических потерь в пути. Эффекты старения отдельно не определяются. Указываются значения для наихудшего случая и окончания эксплуатации (end-of-life).

7.7 Максимальный коэффициент отражения оптического сетевого элемента. Обратные отражения от ONE в кабельную систему определяются максимальным допустимым коэффициентом отражения ONE, измеренным в эталонной точке MPI-RM или MPI-R. Оптический коэффициент отражения определен ранее (см. пункт 6.5 2-го раздела).

 

3        Основные параметры элементов оптического линейного тракта

3.1     Основные характеристики одномодовых оптических волокон

 

3.1.1    Затухание и дисперсия в оптических волокнах

 

При организации передачи высокоскоростных данных в одномодовых ОВ возникают различные линейные и нелинейные искажения, приводящие к ухудшению параметров оптической системы передачи. Классификация этих искажений представлена на рисунке 3.1. Их учет необходим при проектировании линейного тракта.

Оптическое волокно характеризуется следующими основными параметрами:

– коэффициент затухания для всего диапазона рабочих длин волн, дБ/км;

– коэффициент хроматической дисперсии для всего диапазона рабочих длин волн, пс/(нм×км);

– длина волны нулевой дисперсии λ0, нм;

– наклон дисперсии в диапазоне рабочих длин волн в пс/нм2/км;

– коэффициент поляризационно-модовой дисперсии kPMD, пс/км1/2.

 

 

Рисунок 3.1 – Классификация искажений в ОВ

 

В соответствии с этими параметрами различают следующие типы одномодовых оптических волокон:

одномодовое волокно (SMF), определенное в Рекомендации МСЭ-Т G.652;

одномодовое волокно со сдвигом нуля дисперсии (DSF), определенное в Рекомендации МСЭ-Т G.653;

одномодовое волокно со сдвигом длины волны отсечки (CSF), определенное в Рекомендации МСЭ-Т G.654;

одномодовое волокно с ненулевой смещенной дисперсией (NZDSF), определенное в Рекомендации МСЭ-Т G.655;

одномодовое волокно для компенсации дисперсии (DCF);

– волокна с отрицательным наклоном дисперсии;

– волокна с очень большой эффективной площадью сечения.

В зависимости от спецификаций системы (скорости передачи данных и кодирования, числа длин волн, длины усилительного пролета, выходной мощности усилителя, длины звена связи и т. д.) могут быть использованы различные сочетания этих типов волокон, чтобы обеспечить производительность системы. В таком случае считается, что эта система является системой с управляемой дисперсией.

Коэффициент затухания ОВ определяется особенностями его производства, соответствием той или иной рекомендации. Общий вид зависимости коэффициента затухания для волоконно-оптического кабеля (ВОК) на основе стандартного одномодового ОВ в соответствии с Рекомендацией МСЭ-Т G.652 приведен на рисунке 3.2. Он учитывает потери на сростках, сделанных при установке и ремонте, и рабочий диапазон температур. В Рекомендации МСЭ-Т G.652 указывается, что значения затухания в составляют 0,3…0,4 дБ/км в области 1310 нм и 0,15…0,25 дБ/км в области 1550 нм. При этом диапазоны А и В используются для приложений большой дальности, C и D для приложений малой дальности и внутристанционных.

 

Рисунок 3.2 – Коэффициент затухания проложенного ВОК на основе стандартного одномодового ОВ

 

Среднеквадратическая дисперсия D стандартного одномодового ОВ в диапазоне длин волн 1200 < l < 1625 нм рассчитывается по формуле

 

, пс/(нм×км),

(3.1)

 

где S0 – наклон дисперсионной кривой конкретного ОВ на длине волны нулевой дисперсии, пс/(нм2×км), определяется паспортными данными на ОВ;

l – рабочая длина волны, нм;

l0min, l0max – минимальное и максимальное значения длины волны нулевой дисперсии ОВ, нм.

Для ОВ, выполненного в соответствии с требованиями Рекомендации МСЭ-Т G.655, типичные значения коэффициента хроматической дисперсии D в диапазоне длин волн 1550 нм и коэффициента наклона хроматической дисперсии S1550 при длине волны 1550 нм изменяются в зависимости от конкретной реализации (категории ОВ) и приведены в таблице 3.1. Эти значения можно использовать для вычисления коэффициента хроматической дисперсии при проектировании оптической линии:

 

пс/нм

(3.2)

 

Дисперсия накладывает ограничения на дальность передачи и верхнюю частоту передаваемых сигналов.

 

Таблица 3.1 – Параметры хроматической дисперсии ОВ G.655

Категория

Dmin

Dmax

Знак

D1550,пс/нм×км

S1550,пс/нм2×км

A

1,3

5,8

+

3,7

0,070

B

2,0

6,0

+

4,2

0,085

C

2,6

6,0

+

4,4

0,045

D

5,0

10,0

+

8,0

0,058

E

1,0

6,0

–2,3

0,065

 

Поляризационно-модовая дисперсия (ПМД) – основной механизм, с помощью которого все дефекты ОВ, связанные с его производством и размещением в оптическом кабеле, проявляются на характеристиках систем передачи. Влияние ПМД тем больше, чем выше скорость передачи в оптическом канале.

Главная физическая причина появления ПМД – некруглость профиля сердцевины одномодового волокна, которая обусловлена следующими факторами:

статическими:

-  собственно несовершенство заводского процесса вытяжки волокон;

-  скрутка волокон при изготовлении ВОК;

-  изгибы ВОК и как следствие механические деформации волокон проложенного кабеля;

динамическими:

-  изменение температуры окружающей среды – для ВОК, проложенного в грунте;

-  динамические деформации волокон (ветровые нагрузки, вариации температуры окружающей среды, деформации вследствие оледенения кабеля) – для подвесных ВОК.

Электрическое поле световой волны всегда можно представить в виде суперпозиции двух ортогональных векторов или состояний поляризации SоP (State of Polarization). В идеальном изотропном волокне при любом таком разбиении обе компоненты распространяются с одинаковой скоростью, и в результате прохождения такой среды длительность результирующего импульса остается такой же, что и на входе в волокно. В волокне с анизотропным профилем появляются два различных эффективных показателя преломления, соответствующие двум определенным перпендикулярным линейным поляризациям. Это приводит к разным групповым скоростям распространения сигналов или мод с такими поляризациями и появлению задержки приходящих сигналов на приемной стороне dt, которую принято называть дифференциальной групповой задержкой DGD (Differential Group Delay). Состояния поляризации, задающие самое быстрое и самое медленное распространение сигнала, называются быстрым и медленным главными состояниями поляризации PSP (Principal State of Polarization). Поскольку в традиционных ВОСП фотоприемник принимает сигнал одновременно от обоих SоP, то дифференциальная групповая задержка приводит к уширению результирующего сигнала. Оси линейных поляризаций быстрого и медленного PSP называются «быстрой» и «медленной» осями анизотропной среды (рисунок 3.3).

Рисунок 3.3 – Дифференциальная групповая задержка между модами двух состояний поляризации

 

В общем случае пассивная часть ВОСП представляет собой сложную систему, состоящую из сегментов волокон, соединенных последовательно в определенных точках путем разъемных или неразъемных (сварных) соединений. Отдельные участки ОВ имеют постоянные, но различные на каждом участке направления осей поляризации. В каждой из точек соединения происходит неконтролируемый и скачкообразный угловой поворот осей поляризации, что ведет к перераспределению энергии между ними в начале каждого последующего сегмента волокна. Так как направления осей поляризации соседних участков ОВ меняется случайным образом, форма и длительность оптического импульса претерпевают статистическое уширение.

Поляризационно-модовой дисперсией называют среднеквадратическое значение дифференциальной групповой задержки и определяют в соответствии с законом суммы независимых случайных величин по формуле

 

,

((3.3)

 

где DGDi(L) – дифференциальная групповая задержка i-го сегмента оптического тракта, i =1N, N – количество сегментов оптического тракта.

В свою очередь дифференциальная групповая задержка i-го сегмента вычисляется по формуле

 

,

((3.4)

 

где kPMD – коэффициент ПМД сегмента, пс/км0,5, указывается в паспортных данных на ОВ;

Li – протяженность i-го сегмента оптического тракта, км.

Обычно ПМД измеряется в пс (10–12 с). Значения ПМД различных компонентов ВОСП приведены в таблице 3.2.

 

Таблица 3.2 – Типичные значения ПМД в оптических компонентах

Компоненты ВОСП

PMD (пс)

Одномодовое оптическое волокно

1 м (приблиз.)

1 км

 

< 0,02
типовое > 0,5

Коннектор

< 0,01

Разветвитель

< 0,02

 

Несмотря на то что источником ПМД могут являться и другие активные и пассивные компоненты ВОСП, решающий вклад в ПМД вносит ОВ.

3.1.2    Нелинейные эффекты в ОВ

 

При организации передачи высокоскоростных данных в одномодовых ОВ возникают различные нелинейные искажения, связанные со следующими процессами (рекомендация МСЭ-Т G.663).

Фазовая автомодуляция (SPM).

Является одним из первых нелинейных эффектов, который начинает проявляться при мощностях оптического сигнала примерно 8…10 мВт. SPM обусловлена зависимостью показателя преломления ОВ от интенсивности оптического сигнала. При изменении во времени интенсивности оптического сигнала изменяется показатель преломления ОВ, что и вызывает модуляцию фазы. Этот эффект называют фазовой автомодуляцией. В оптических передающих системах фазовая автомодуляция постепенно уширяет спектр сигнала вследствие изменения фазы из-за изменения оптической интенсивности (рисунок 3.4). В присутствии вызванного SPM уширения спектра сигнал испытывает более сильное временнoе уширение при распространении по ОВ из-за влияния хроматической дисперсии в области нормальной дисперсии ОВ (т. е. при длине волны меньше длины волны с нулевой дисперсией). Наоборот, в области аномальной дисперсии хроматическая дисперсия и SPM могут компенсировать друг друга, что приводит к меньшему уширению во времени. На этом явлении основана известная картина распространения солитона.

В общем случае влияние SPM существенно только в системах, обладающих высокой общей дисперсией, или системах с очень большой дальностью действия, таких, как подводные системы с оптическими усилителями. Системы, работающие в режиме нормальной дисперсии, которые ограничены с точки зрения дисперсии, могут не допускать дополнительных воздействий из-за SPM.

В системах WDM с очень малым разносом каналов вызванное SPM уширение спектра может также вызвать интерференцию между соседними каналами. Влияние SPM может также вызвать ухудшение при сочетании с узкополосной оптической фильтрацией. Поскольку SPM по существу является одноканальным эффектом, на нее не влияет большое количество каналов. Потери из-за искажений, вызванных SPM, увеличиваются при повышении вводимой в канал мощности. Кроме того, они увеличиваются при более высоких скоростях передачи в канале, поскольку сигналы с более высокими скоростями передачи имеют более крутые передние и задние фронты импульсов.

 

 

изменение

частоты

оптической

несущей

 

 

 

интенсивность оптического

излучения

 

 

Рисунок 3.4 – Изменение во времени фазового сдвига и импульсов

с линейной ЧМ, вызванное SPM

 

Влияние SPM может быть уменьшено при работе на длинах волн, превышающих длину волны оптического волокна с нулевой дисперсией, согласно Рекомендациии МСЭ-Т G.655. Потери от SPM также уменьшаются при использовании оптических волокон с увеличенной эффективной площадью сечения волокна или с уменьшенной нелинейностью показателя преломления. Для всех конструкций оптических волокон влияние SPM может быть уменьшено при снижении вводимой в канал мощности, однако тенденции при проектировании систем требуют повышения мощности для обеспечения более протяженных участков.

Перекрестная фазовая модуляция (XPM).

В многоканальных системах изменение во времени оптической интенсивности приводит к изменениям фазы из-за взаимодействия оптических сигналов соседних каналов. Такое явление называется перекрестной фазовой модуляцией. ХРМ постепенно уширяет спектр сигнала. Обусловленная XPM степень уширения спектра связана с разносом каналов и хроматической дисперсией ОВ, так как вызванное дисперсией различие групповых скоростей приводит к разделению взаимодействующих импульсов по мере их распространения по оптическому волокну. Если XPM вызывает уширение спектра, то сигнал подвергается более значительному временнoму уширению при распространении по ОВ из-за действия хроматической дисперсии.

Ухудшение работы системы из-за XPM проявляется в большей степени при уменьшении разноса каналов. Как отмечено в случае SPM, изменение фазы сигнала связано с изменением показателя преломления ОВ, которое, в свою очередь, связано с мощностью в канале. Повышение средней вводимой мощности приводит к увеличению сдвигов фазы, которые затем объединяются с явлениями дисперсии и приводят к еще большим ухудшениям работы системы.

Ухудшения от XPM более существенны при работе по ОВ в соответствии с Рекомендации МСЭ-Т G.652, чем при работе по ОВ в соответствии с Рекомендациями МСЭ-Т G.653 и G.655. Уширение из-за XPM может привести к интерференции между соседними каналами в WDM-системах.

При любой конструкции ОВ для уменьшения влияния XPM необходимо снижать вводимую в канал оптическую мощность, однако при проектировании систем для обеспечения более протяженных участков ее же необходимо увеличивать.

Четырехволновое смешение (FWM).

Четырехволновое смешение (FWM) возникает тогда, когда взаимодействие двух или трех оптических сигналов с различными длинами волн формирует новые оптические сигналы, называемые продуктами смешения или боковыми полосами, на других длинах волн. Это взаимодействие происходит главным образом между сигналами в WDM-системах.

В случае двух сигналов модуляция интенсивности на частоте их биения модулирует показатель преломления ОВ и вызывает модуляцию фазы на разностной частоте. Фазовая модуляция создает две боковые полосы на частотах, определяемых этой разностью. В случае трех сигналов формируются дополнительные и более сильные продукты смешения (рисунок 3.5), которые попадают непосредственно в соседние каналы передачи сигналов, если разнос каналов совпадает с частотой. Две оптические волны, распространяющиеся по ОВ, эффективно формируют FWM, если выполняется условие согласования фаз между боковыми полосами и исходными сигналами.

Формирование боковых полос FWM может привести к существенному снижению мощности сигнала.

Кроме того, если продукты смешения попадают прямо в каналы передачи сигналов, они вызывают параметрическую интерференцию, которая проявляется как увеличение или уменьшение амплитуды импульса сигнала в зависимости от взаимодействия фаз сигнала и боковой полосы.

Параметрическая интерференция вызывает уменьшение раскрыва глаз-диаграммы на выходе приемника, что ухудшает показатели коэффициента ошибок по битам. Многоканальные системы развиваются в направлении увеличения количества каналов, что повышает количество возможных продуктов смешения, попадающих в каналы передачи сигналов.

 

Подпись: Мощность, дБм

Длина волны, нм

 

Рисунок 3.5 – Оптический спектр, измеренный на выходе волоконно-оптической линии длиной 25 км на основе ОВ со смещенной дисперсией

 

Вызванное FWM ухудшение работы системы может быть уменьшено за счет увеличения разноса каналов по частоте и применения хроматической дисперсии для нарушения согласования фаз между взаимодействующими волнами. Однако тенденция развития систем заключается в уменьшении разноса каналов по частоте, что позволяет использовать больше каналов в одной оптической полосе пропускания. Кроме того, поскольку вводимая в канал мощность повышается, влияние FWM (а следовательно, и ухудшение работы систем) также увеличивается.

3.1.3    Влияние линейных и нелинейных искажений

 

Нелинейные оптические явления, такие как SPM в одноканальных системах или XPM и FWM в системах WDM, воздействуют на систему высокоскоростной передачи с несколькими участками с полной компенсацией дисперсии. Их воздействие увеличивается с повышением входной оптической мощности. В результате характеристики системы могут быть существенно ухудшены этими нелинейными эффектами, если вводимая в ОВ оптическая мощность становится очень большой.

Обычно влияние нелинейных эффектов на системы WDM оценивают с использованием инструментов численного моделирования.

Так как, с одной стороны, характеристики системы ухудшаются при низкой входной оптической мощности из-за малого отношения оптический сигнал/шум, получаемого на конце линии передачи, следует искать компромисс между малой входной мощностью (ограничение OSNR) и большой входной мощностью (ограничение нелинейными эффектами). В целях обеспечения наилучших характеристик системы при нахождении оптимальной рабочей точки необходимо учитывать:

-   тип ОВ, используемого для передачи;

-   схему компенсации дисперсии;

-   длину участка;

-   оптическую выходную мощность в линии;

-   разнос каналов.

 

3.2     Оптический передатчик

 

Оптический передатчик характеризуется целым рядом параметров, из которых в процессе проектирования линейного тракта необходимо учитывать следующие.

1. Тип источника оптического излучения – используются лазерные диоды с несколькими продольными модами (MLM) и одной продольной модой (SLM).

2. Излучаемая оптическая мощность. Этот параметр лазерных диодов подробно описан в разделе 2.

3. Максимальная ширина спектра источников с SLM и с MLM.

Для источников с одной продольной модой (SLM) ширина спектра определяется как полная ширина наибольшего спектрального пика, измеренная на 20 дБ ниже максимальной амплитуды пика.

Максимальная (RMS) или стандартная девиация σ (нм) спектрального распределения лазера с несколькими продольными модами (MLM) относится ко всем модам лазера, которые не более чем на 20 дБ ниже пиковой моды. Эта спецификация требуется только для систем с лазером MLM на 1310 нм.

4. Частотно-модулированный импульс. Этот параметр («chirp») определен в Рекомендации МСЭ-Т G.691. Параметр линейной частотной модуляции частоты источника (также известный как параметр α) определяется следующим образом:

 

,

((3.5)

 

 

где φ – оптическая фаза сигнала,

P – мощность сигнала.

Следует отметить, что определенный таким образом параметр линейной частотной модуляции на протяжении импульса не постоянен. Следовательно, импульс может иметь нулевое значение усредненного параметра линейной частотной модуляции, и все же не будет свободен от частотной модуляции. Положительный параметр линейной частотной модуляции соответствует положительному сдвигу частоты (сдвиг в область синего участка спектра) во время нарастания импульса и отрицательному сдвигу частоты (сдвиг в область красного участка спектра) – во время спада импульса. Как правило, параметр линейной частотной модуляции модулятора лежит в пределах от – 1 до +1 рад, тогда как переход при включении стандартного лазера может иметь параметр линейной частотной модуляции 10…100 рад.

Спецификация частоты линейной частотной модуляции требуется для регулирования и описания изменения фазы сигнала, которая еле видна в спектре мощности, определяемом другими параметрами.

Изменение фазы сигнала может использоваться для получения «пикового качества» системы, например, за счет компрессии импульса в ходе линейной частотной модуляции, также может использоваться для изменения характера нелинейности из-за изменения мощности.

5. Собственный шум источника оптического излучения (см. раздел 2).

 

3.3     Оптические усилители: классификация, основные параметры

 

Различные категории приложений ОУ определяются в зависимости от используемой технологии и видов применения самого OУ. По видам применения различают следующие ОУ.

Усилитель мощности – это ОУ с высоким значением мощности насыщения, предназначенное для использования непосредственно на выходе оптического передатчика для увеличения уровня мощности сигнала.

Предусилитель – это ОУ с очень низким уровнем шума, предназначенный для использования непосредственно на входе ОПр для увеличения его чувствительности.

Линейный усилитель – это ОУ с низким уровнем шума, предназначенный для использования между участками пассивного волокна для увеличения расстояния между оконечным оборудованием системы передачи (участка регенерации), для компенсации потерь на ответвление в сети оптического доступа.

OAT – это подсистема, в которой усилитель мощности объединен с ОПд, что обеспечивает повышение мощности передатчика.

OAR – это подсистема, в которой предусилитель объединен с ОПр, что обеспечивает повышение чувствительности приемника.

Схемы включения оптических усилителей могут быть разнообразными. На рисунке 3.6 представлены схемы включения усилителя мощности и предварительного усилителя, С – разъемное соединение (коннектор).

а

б

 

а – схема включения ОАТ; б – схема включения ОАR

 

Рисунок 3.6 – Схемы включения оптических усилителей

 

Оптические усилители, включенные в оптический тракт, рассматриваются как отдельный оптический сетевой элемент, размещенный между эталонными точками S и R (рисунок 3.7).

 

 

Рисунок 3.7 – Схемы включения линейных оптических усилителей

 

Как уже отмечалось, ОУ классифицируются по ряду признаков: месту использования в линейном тракте, количеству усиливаемых каналов, диапазону усиливаемых длин волн, способу реализации и пр. Типы ОУ и их соответствующие спецификации приведены в Рекомендациях МСЭ-Т G.661, G.662 и G.663. Определения линейных усилителей для многоканальных систем большой протяженности даны в Рекомендации МСЭ-Т G.692. Полный список общих параметров усилителей приведен в Рекомендации МСЭ-Т G.661. При разработке конкретной системы учитывается лишь часть из этого набора параметров.

Использование ОУ в линейном тракте ВОСП приводит, с одной стороны, к увеличению протяженности участка регенерации, с другой – при проектировании оптического линейного тракта необходимо учитывать эффект накопления шумов оптических усилителей.

Независимо от назначения ОУ с точки зрения проектирования линейного тракта ОУ характеризуется следующими параметрами (рисунок 3.8):

– номинальная входная мощность сигнала;

– номинальная выходная мощность сигнала;

– усиление в режиме малого сигнала;

– номинальное усиление (коэффициент усиления);

– мощность спада усиления;

– мощность насыщения;

– коэффициент шума (NF) или шум-фактор;

– мощность усиленного спонтанного излучения;

– поляризационная чувствительность;

– спектральная ширина и равномерность коэффициента усиления в полосе усиления.

 

 

Рисунок 3.8 – Параметры оптического усилителя

 

Коэффициент усиления (G) – один из самых важных параметров ОУ. Коэффициент усиления зависит от длины волны сигнала, состояния поляризации на входе, мощности усиливаемого сигнала.

Коэффициент усиления измеряется или в разах или в дБ, определяется как отношение средних выходной Pвых и входной Pвх мощностей за вычетом вклада усиленного спонтанного излучения ASE самого усилителя:

 

 

Если мощности входного и выходного сигналов выражены в логарифмических единицах (дБм), то коэффициент усиления равен разности уровней мощностей выходного pвых и входного pвх сигналов:

 

g = pвыхpвх.

(3.6)

 

Мощность насыщения – определяет максимальную выходную мощность усилителя, при которой выходная мощность равна входной; иными словами, это мощность, при которой коэффициент усиления ОУ равен 1 (0 дБ) (рисунок 3.9). Точка спада усиления определяет выходную мощность усилителя, при которой коэффициент усиления уменьшается на 3 дБ.

Усиленное спонтанное излучение является основным источником шумов ОУ и связано непосредственно с механизмом усиления.

 

Рисунок 3.9 – Коэффициент усиления ОУ

 

В отсутствие входного сигнала ОУ является источником спонтанного излучения фотонов, которые, распространяясь по волокну активной зоны ОУ, тиражируются, создавая вторичные фотоны на той же длине волны, с той же фазой, поляризацией и направлением распространения, что и получило название – усиленное спонтанное излучение – ASE. Усиленное спонтанное излучение создает вклад в мощность шума на выходе ОУ величиной

 

РASE = hnDn(G – 1)nSP/h

(3.7)

где h – постоянная Планка (6,65210-34 Втс2);

n – частота сигнала, Гц;

Dn – полоса частот оптического сигнала, Гц;

G – коэффициент усиления оптического усилителя;

nSP – коэффициент спонтанной эмиссии, зависящий от средних населенностей рабочих уровней, как правило, при G >> 1 nSP = 1;

h – квантовая эффективность.

Отнесенная ко входу мощность усиленного спонтанного излучения идеального квантового усилителя в полосе частот сигнала Dn при G >>1 и nSP » h »1 будет равна

РASE = hnDn.

(3.8)

 

Для характеристики качества ОУ используется коэффициент шума nf (Noise Figureшум-фактор). Коэффициент шума является мерой ухудшения оптического отношения сигнал/шум (ООСШ) входного когерентного сигнала при прохождении через оптический усилитель:

 

nf = ОSNRвх / OSNRвых.

(3.9)

 

где ОSNRвх – собственное ОСШ для оптического сигнала на входе ОУ;

OSNRвыхОСШ для оптического сигнала на выходе ОУ.

При прохождении сигнала через ОУ выполняются соотношения:

 

Pвых = PвхG; Pш вых = Pш вх G×nf.

 

С учетом (3.8) мощность шума на выходе ОУ имеет вид

 

Pш вых = hnDn×G×nf.

 

Теоретически минимально возможное значение коэффициента шума ОУ с большим коэффициентом усиления (при G >> 1) и nсп = 2 равно nf = 2 (3 дБ).

В качестве примера в таблице 3.3 приведены типовые значения параметров одноканальных мощного и предварительного усилителей.

 

Таблица 3.3 – Параметры одноканальных оптических усилителей.

Параметр

Значение

Бустер (ВОА)

Диапазон входной мощности, дБм

10…+10

Максимальная выходная оптическая мощность (при входной мощности 0 дБм, λ =1550 нм), дБм

+22

Коэффициент усиления, дБ

20

Равномерность коэффициента усиления в полосе усиления, дБ

< 1,0

Максимальные допустимое отражение на выходе, дБ

– 27

Уровень мощности ASE, дБм

< – 20

Коэффициент шума, дБ

5

Диапазон рабочих длин волн, нм

1530…1565

Предварительный оптический усилитель (РОА)

Диапазон выходной мощности, дБм

16…9

Максимальная выходная оптическая мощность, дБм

+ 9

Коэффициент усиления в режиме малого сигнала, дБ

20

Равномерность коэффициента усиления в полосе усиления, дБ

< 0,5

Максимально допустимое отражение на выходе, дБ

27

Диапазон рабочих длин волн, нм

1530…1565

 

4         Инженерные методики проектирования линейного тракта оптических систем передачи

4.1   Проектирование одноканальной системы по «худшему случаю»

 

«Худший случай» при проектировании линейного тракта – это случай, когда оптические системы в транспортных сетях определяются оптическими и электрическими системными параметрами с их максимальными и минимальными значениями в конце срока службы (см. параметры оптических элементов и оптических интерфейсов: Рекомендации МСЭ-Т G.955, G.957, G.691, G.692, G.959.1).

Бюджеты мощности оптических систем, одноканальных (Рекомендации МСЭ-Т G.957 и G.691) и многоканальных (Рекомендация МСЭ-Т G.959.1), задаются следующими оптическими параметрами при рассмотрении для «худшего случая», определенными в соответствующем оптическом интерфейсе:

-    максимальная средняя выходная мощность (канала) – PS max (Вт) или pS max (дБм);

-    минимальная средняя выходная мощность (канала) – PS min (Вт) или pS min (дБм);

-    максимальная средняя общая выходная мощность (для многоканальных применений) – PSS (Вт) или pSS (дБм);

-    максимальное ослабление (затухание);

-    минимальное ослабление (затухание);

-    максимальная хроматическая дисперсия;

-    минимальная хроматическая дисперсия;

-    максимальная дифференциальная групповая задержка (DGD);

-    максимальная средняя входная мощность (канала) – PR max (Вт) или pR max (дБм);

-    максимальная средняя общая входная мощность (для многоканальных применений) – PRS (Вт) или pRS (дБм);

-    минимальная чувствительность приемника (или минимальная эквивалентная чувствительность) – PR0 (Вт) или рR0 (дБм);

-    максимальное ухудшение оптического тракта - DA, дБ.

Минимальная чувствительность приемника (для «худшего случая» в конце срока службы) определяется как минимальное допустимое значение средней принимаемой оптической мощности в точке MPI-R при заданном коэффициенте ошибок по битам, например, BER = 1×10–12. Состояние «худший случай» определяется худшими значениями параметров оптического интерфейса в точке MPI-S, ухудшением соединителя оптического приемника, измерительными допусками и влиянием старения.

Оптические системы, ограниченные по протяженности именно затуханием оптоволокна, могут работать с использованием ОУ (усилителей мощности, линейных и/или предусилителей) (Рек. МСЭ-Т G.661, G.662, G.663).

На рисунке 4.1 показана взаимосвязь оптических параметров для худшего случая.

Для определения длины участка регенерации (между оконечным оборудованием пользователя, в котором осуществляются электрооптическое и оптоэлектронное преобразования) одноканальной ВОСП без оптических усилителей достаточно воспользоваться следующей методикой. При известных для выбранного оптического интерфейса уровне минимальной средней излучаемой оптическим передатчиком мощности pS min и чувствительности приемника рR0 бюджет оптической мощности П определяется как

 

П = pS minрR0 , дБ

(4.1)

 

Подпись: Уровень птической мощности, дБм

 

Рисунок 4.1 – Взаимосвязь оптических параметров

 

Суммарные потери участка линейного тракта между точками S и R определяются по формуле

 

АΣ(Lрг1)= αкм∙Lрг1 +nр∙αp+nн(Lрг1)∙αнзап +DA,

(4.2)

 

где αкмкилометрическое затухание в оптическом волокне на заданной длине волны, дБ/км;

Lрг1 – общая длина участка регенерации, км;

αp – затухание в разъемных соединениях, дБ;

nр – количество разъемных соединений в линейном тракте;

αн – затухание в неразъемном (сварном) соединении, дБ;

nн(Lрг1) – количество неразъемных соединений, которое связано с протяженностью участка регенерации и строительной длиной ОВ по формуле

 

,

(4.3)

 

Lстр – строительная длина оптического кабеля, км;

Азап – энергетический запас на ухудшение параметров оптического тракта;

DA – штраф по мощности оптического тракта, зависящий от влияющих на прохождение оптического сигнала по линейному тракту явлений: межсимвольных искажений, отражений и т.д.

Протяженность участка регенерации Lрг1 находится из выражения:

 

П = pS minрR0 = АΣ(Lрг1).

(4.4)

 

В Рекомендации МСЭ-Т G.957 предлагаются следующие эталонные значения максимального коэффициента затухания при расчете систем: 3,5 дБ/км – для внутристанционных приложений, 0,8 дБ/км – для приложений малой дальности, 0,5 дБ/км и 0,3 дБ/км – для приложений большой дальности на длинах волн 1310 нм и 1550 нм соответственно.

4.2                Коэффициент ошибок по битам и Q-фактор

 

Определим связь между чувствительностью приемника рR0 и коэффициентом ошибок по битам (КОБ).

Чувствительность приемника, как уже отмечалось, соответствует минимальной оптической мощности на входе оптического приемника, при которой обеспечивается требуемый КОБ. В кодах применения, указанных в Рекомендациях МСЭ-Т G.691, G.692 и G.959.1, используется расчетная норма для оптического участка на КОБ не более 10–12 в конце срока службы. Требования для оборудования SDH взяты из Рекомендации МСЭ-Т G.826 (и более новой Рекомендации МСЭ-Т G.828), а соответствующие требования для применений OTN даются в Рекомендации МСЭ-Т G.8201. Для кодов применения, указанных в Рекомендации МСЭ-Т G.957, КОБ в конце срока службы не должен превышать 10–10, так как во время их разработки предъявлялись менее строгие требования.

Как известно, КОБ непосредственно определяется электрическим отношением сигнал/шум (ЭОСШ) в точке принятия решения (регенерации), которое рассчитывается по формуле

 

.

(4.5

 

где μ1,0 – среднее значение напряжений (токов) при передаче «1» и «0»,

σ1,0 – среднеквадратичные отклонения действующего на соответствующий электрический сигнал шума.

Шум имеет нормальное (гауссовское) распределение с нулевым средним значением. Среднеквадратическое отклонение соответствует действующему значению напряжения (тока) шума. Предполагается, что шум воздействует на оба уровня неодинаково (рисунок 4.2).

В соответствии с общей теорией приема цифровых сигналов КОБ при регенерации сигнала в двухуровневом коде определяется выражением

 

(4.6)

 

где дополнительная функция ошибок определяется как

 

.

(4.7)

 

КОБ, равному ВЕR = 10–12, соответствует значение Q ≈ 7,03. Зависимость BER от значения ЭОСШ в точке принятия решения приведена на рисунке 4.3.

 

Uпор

 

Рисунок 4.2 – Соотношение между функцией плотности вероятности

и коэффициентом ошибок по битам

 

lgBER

 

ЭОСШ, раз

 

 

Рисунок 4.3 – Зависимость КОБ от значения ЭОСШ

 

Для расчета КОБ по известному значению Q могут использоваться приведенные ниже аппроксимационные функции.

Для Q > 3:

,

(4.8)

 

для всех значений Q:

 

.

(4.9)

 

 

 

Q-фактор можно определить как отношение электрический сигнал–шум (ЭОСШ) на входе решающей схемы приемника. ЭОСШ учитывает все явления, создающие искажения в исследуемой точке внутри оптической сети.

Если при расчете ЭОСШ учитываются только шумы оптического приемника, то чувствительность рассчитывается на основе эквивалентной шумовой схемы, представленной на рисунке 4.4. В этой модели учитываются следующие источники шумов:

-   Iдр – дробовый шум фотодиода;

-   Iтепл – тепловой шум сопротивления в цепи смещения фотодиода или в цепи обратной связи в случае использования трансимпедансного усилителя;

-   Iу – эквивалентный токовый источник шума усилителя, включающий тепловые и дробовые шумы усилителя;

-   IR0 – сигнальный фототок.

Рисунок 4.4 – Шумовая модель оптического приемника

 

Токовая чувствительность S оптоэлектронного преобразователя (фотодиода) определяется как отношение [1]:

 

S = IR0 / PR0,

(4.10)

 

где PR0 – среднее значение оптической мощности, падающей на фоточувствительную площадку фотодиода, Вт;

IR0 – среднее значение сигнального фототока, А.

Действующее значение шумового тока, связанное с наличием дробовых шумов фотодиода, определяется выражением

 

Iдр = (2е(IR0 М 2+ IТ)В)1/2 ,

(4.11)

 

где e – заряд электрона, e = 1,610-19 Кл;

М – коэффициент лавинного умножения лавинного фотодиода (ЛФД), для p-i-n фотодиода М = 1;

х – коэффициент избыточного шума ЛФД;

В – полоса пропускания оптического приемника, Гц;

IТтемновой ток, А.

Темновой ток протекает при обратном смещении фотодетектора через нагрузку в отсутствие падающего на фотодиод излучения. Его величина зависит от материала полупроводника, температуры окружающей среды, конструкции фотоприемника. Этот ток добавляется к току полезного сигнала, когда на фотодиод поступает свет.

Действующее значение шумового тока, связанного с тепловыми шумами сопротивления нагрузки R, определяется выражением:

 

Iтепл = (4kTB / R)1/2 ,

(4.12)

 

где k – постоянная Больцмана, k=1,3810–23 Дж/К;

Т – абсолютная температура, К;

R – сопротивление нагрузки, Ом.

При этом сопротивление нагрузки R и суммарная емкость входной цепи C= Cфд+Су выбираются таким образом, чтобы обеспечить требуемую неравномерность в полосе частот сигнала. При допустимой неравномерности в полосе пропускания b дБ сопротивление нагрузки R выбирается из условия:

 

.

(4.13)

 

Полный шумовой ток оптического приемника IS определяется как среднее квадратичное значение всех источников шумов (дробового, теплового и шумов предварительного усилителя):

 

IS = (Iдр2 +Iтепл2 +Iу2 )1/2.

(4.14)

 

Результирующее выражение для расчета ЭОСШ (Q-фактора) будет иметь вид

 

.

(4.15)

 

 

Из этого выражения и определяется та минимальная оптическая мощность PR0 на входе оптического приемника (в точке R), при которой и обеспечивается заданный КОБ.

4.3     Влияние дисперсионных свойств оптического волокна на протяженность оптического тракта

 

Наличие в оптическом линейном тракте дисперсионных явлений учитывается заведомым превышением чувствительности оптического приемника pR0 на величину, равную штрафу по мощности DA.

 

pR min = pR0 + DA.

(4.16)

 

Рассмотрим этот механизм более подробно.

В процессе распространения по ОВ длительность оптических импульсов увеличивается – импульсы уширяются. При достаточно большом уширении импульсы начинают перекрываться – возникают межсимвольные искажения, приводящие к неправильному восстановлению импульсов в процессе регенерации и увеличению коэффициента ошибок по битам.

Явление уширения импульсов – дисперсия – имеет размерность времени и определяется как квадратичная разность длительностей импульсов на выходе τR и входе τS оптического кабеля длины L

 

(4.17)

 

При этом уширение импульса не должно превышать величины, при которой возникающие межсимвольные искажения приводят к ухудшению КОБ, определенного соответствующим оптическим интерфейсом. Для аппроксимации формы импульса как на входе, так и на выходе ОВ удобно воспользоваться гауссовской функцией (рисунок 4.5):

 

,

(4.18)

 

где t0 – длительность импульса по уровню .

Если предположить, что половина длительности входного импульса по уровню половинной мощности (уровню 0,5) равна t1 (tR = 2t1 = Т), то с параметром t0 она связана соотношением

 

(4.19)

 

Для оценки межсимвольной помехи, связанной с дисперсией в ОВ, используется e-параметр, численно равный доле тактового интервала, до которого допускается уширение импульса (по уровню половинной мощности) при допустимом ухудшении оптического тракта из-за хроматической дисперсии. Если предположить, что дисперсия в ОВ приводит к межсимвольным искажениям и мешающее влияние в момент регистрации импульса на соседнем тактовом интервале оценивается как РП (рисунке 4.5), то это приведет к ухудшению ОСШ в момент регистрации.

В таблице 4.1 приведены значения ε-параметра для некоторых значений штрафа по мощности.

Подпись: Нормированное значение 
оптической мощности

Рисунок 4.5 – К определению хроматической дисперсии

 

Таблица 4.1 – Ухудшение мощности для некоторых значений ε-параметра

Штраф по мощности DA, дБ

ε-параметр

0,5

0,203 ≈ 0,2

1

0,305 ≈ 0,3

2

0,491 ≈ 0,48

 

При передаче сигнала по одномодовому ОВ уширение импульсов происходит за счет хроматической и поляризационно-модовой дисперсий.

Хроматическая дисперсия D в одномодовом ОВ является комбинацией материальной и волноводной дисперсий. Материальная дисперсия обусловлена зависимостью показателя преломления волокна от длины волны. Волноводная дисперсия обусловлена зависимостью коэффициента распространения моды от длины волны.

С точки зрения передатчика это происходит по двум причинам.

Одна причина – это наличие разных длин волн в оптическом спектре источника (рисунок 2.4). Каждая длина волны имеет отличающиеся фазовую задержку и групповую задержку в волокне, поэтому выходной импульс искажается во времени.

Другой причиной является модуляция источника, которая сама имеет два явления. Первое явление заключается в том, что в модулированном сигнале содержатся частоты разложения Фурье. При увеличении битовых скоростей ширина частот модуляции сигнала тоже увеличивается и может стать сравнимой с шириной оптических частот источника или может ее превысить.

Другое явление заключается в частотной модуляции, которая появляется, когда спектр длин волн источника изменяется на протяжении импульса. Принято, что положительный частотно-модулированный импульс в передатчике присутствует тогда, когда во время нарастания/спадания импульса спектр сдвигается в сторону коротких/длинных волн, соответственно.

При положительном коэффициенте дисперсии волокна более длинные волны задерживаются по отношению к более коротким длинам волн. Следовательно, если знаком произведения частотной модуляции и дисперсии является плюс, то два процесса объединяются для образования расширения импульса. Если произведение отрицательно, то может появиться сжатие импульса на начальном участке волокна, далее ширина импульса достигнет минимума, а затем будет расширяться снова вместе с возрастанием дисперсии.

Для расчета хроматической дисперсии используется методика, изложенная в [5], где вид линейного кодирования учитывается заполнением тактового интервала f, при этом для кода RZ f < 1, для кода NRZ f = 1. При битовой скорости передачи B, бит/с, в волокне длиной Lрг2 км с коэффициентом дисперсии D пс/(км×нм), на средней длине волны источника λ, м (не в нм) максимальная допустимая для участка оптического тракта хроматическая дисперсия будет равна

 

, пс/нм,

(4.20)

 

 

 

где с – скорость света, с = 299792458 м/с;

sn – среднеквадратичная ширина спектра излучения источника (по уровню 1/е1/2) в частотной области;

e – параметр, численно равный доле тактового интервала, до которого допускается уширение импульса (по уровню половинной мощности) при допустимом штрафе оптического тракта из-за хроматической дисперсии.

На практике используется гауссовская аппроксимация спектра излучаемой лазерным диодом оптической мощности:

 

(4.21)

 

где sl среднеквадратичная ширина спектра излучения источника.

Ширина (по уровню минус 20 дБ) спектра длин волн Γλ связана со среднеквадратичной шириной спектра соотношением

 

(4.22)

 

В свою очередь ширина (по уровню минус 20 дБ) спектра длин волн Γλ связана с шириной (по уровню минус 20 дБ) спектра источника на оптической частоте Γν формулой

 

(4.23)

 

Как видно из формулы 4.20, среднеквадратичная ширина спектра модулированного источника равна сумме ширины спектров модуляции и оптической частоты:

(4.24)

 

Произведение DLрг2 определяет допустимую хроматическую дисперсию в ОВ, которая нормируется в оптическом интерфейсе в расчете на 1 нм ширины спектра излучения источника и измеряется в пс/нм.

К уменьшению хроматической дисперсии ведет использование более когерентных источников излучения (с меньшей шириной спектра излучения) и рабочей длиной волны, близкой к длине волны нулевой дисперсии.

На рисунке 4.5 в качестве примера приведено семейство графиков, рассчитанных по формуле (4.20) при e = 0,3 (штраф оптической мощности не более 1 дБ) и разных значениях битовой скорости В = 2,5; 10; 40 Гбит/с в зависимости от ширины спектра излучения источника. Как видно из рисунка, с увеличением ширины спектра источника уменьшается максимальная допустимая хроматическая дисперсия. Однако с увеличением скорости передачи это уменьшение не так ярко выражено, так как растет влияние ширины спектра модуляции.

Допустимую протяженность участка регенерации можно определить непосредственно из формулы (4.25):

 

, км

(4.25)

 

 

 

Можно также воспользоваться графиками рисунка 4.6, разделив соответствующее значение DLрг2 при известной ширине спектра излучения источника на значение километрической хроматической дисперсии D, пс/нм×км.

Итак, при определении протяженности участка регенерации при работе по ОВ с учетом дисперсионных свойств оптического линейного тракта используется условие: максимальное значение хроматической дисперсии в оптическом линейном тракте не должно превышать значений, при которых ухудшение оптического тракта по мощности DА превысило бы заданное значение, определяемое e-параметром (см. таблицу 4.1).

 

Подпись:

Рисунок 4.6 – Зависимость произведения DL от ширины спектра

излучения источника

 

Из двух величин протяженности участка регенерации при работе по ОВ, рассчитанных с учетом дисперсионных свойств оптического линейного тракта (Lрг2) и энергетических свойств (Lрг1), выбирается наименьшее значение, которое и будет являться протяженностью участка регенерации волоконно-оптической линии связи.

Если в результате расчетов Lрг2 > Lрг1, можно сделать вывод, что реальное ухудшение по мощности оптического тракта за счет влияния хроматической дисперсии будет меньше допустимого значения DА.

Если же оптические системы ограничены по длине передачи хроматической дисперсией волокна Lрг2 < Lрг1, необходимо реализовывать определенные процессы компенсации дисперсии (см. Рекомендацию МСЭ-Т G.691) для преодоления ограничения на протяженность линейного тракта.

Еще раз следует напомнить, что ухудшения по мощности, связанные с оптическим трактом (такие, как хроматическая дисперсия волокна или поляризационно-модовая дисперсия, шумы оптических усилителей и т.п), учитываются в максимальном ухудшении оптического тракта, а не в минимальной чувствительности приемника. При этом минимальная усредненная оптическая мощность на входе приемника должна превышать минимальную чувствительность приемника на величину ухудшения оптического тракта.

На рисунке 4.7 представлены графики, отражающие зависимость электрического ОСШ в точке регенерации от падающей на фотодетектор оптической мощности (чувствительности оптического приемника). Как видно из рисунка, в случае достаточно больших уровней входной мощности или когда преобладают дробовые шумы оптического приемника, изменение чувствительности на 1 дБ приводит к изменению ЭОСШ также на 1 дБ. Для малых уровней входной мощности это условие выполняется с запасом.

 

 

Сплошная линия – ОСШ с учетом только дробовых шумов оптического приемника

Пунктирная линия – ОСШ с учетом дробовых и тепловых шумов оптического приемника

 

Рисунок 4.7 – Связь между чувствительностью и ОСШ

в точке регенерации

 

Влияние PMD на передачу оптического сигнала в соответствии с [5] учитывается следующим образом. При передаче цифровых сигналов в коде NRZ со скоростями до 40 Гбит/с PMD устанавливается в размере 0,3 длительности тактового интервала, что соответствует ухудшению (штрафу по мощности) оптического тракта DА = 1 дБ, и 0,2 длительности тактового интервала для ухудшения оптического тракта DА = 0,5 дБ.

4.4    Расчет оптического отношения сигнал/шум цепочки оптических усилителей

 

В линии связи, использующей разнообразные оптические сетевые элементы, необходим учет и их источников шумов, что учитывается оптическим ОСШ (OОСШ).

В системах, в которых последовательно включены ОУ, шум ASE накапливается от вкладов всех ОУ. Поэтому ООСШ ухудшается после каждого ОУ. Показатель ООСШ полезен для наблюдения и определения рабочей характеристики оптического усилителя. Для оценки ООСШ при проектировании для худшего случая в [5] предлагается следующая методика.

Для многоканальной системы с числом пролетов N, с усилителем мощности, с числом линейных усилителей N–1 и с предусилителем предполагается, что:

– все оптические усилители в цепочке, включая усилитель мощности и предусилитель, имеют одну и ту же величину шума;

– потери (для канала) на всех пролетах одинаковы;

– выходные мощности (для канала) усилителя мощности и линейных усилителей одинаковы.

В этом случае ООСШ на входах канальных оптических приемников (в точках Ri на рисунке 1.1 (см. раздел 1), где i = 1, … n) можно аппроксимировать так:

 

,

(4.26)

 

где Pвых – выходная мощность (для канала) усилителя мощности и линейных усилителей в дБм;

L – потери на пролете усилительного участка в дБ, предполагаются равными усилению линейного усилителя;

GBA – усиление оптического усилителя мощности в дБ (бустера);

nf – коэффициент шума самопроизвольной эмиссии оптического усилителя в дБ;

N–1 – общее число линейных усилителей;

n – оптическая частота передачи канального сигнала;

Dn – полоса частот, занимаемая оптическим канальным сигналом, обычно Dn численно равна удвоенному значению скорости передачи канального сигнала В;

Р0 – эталонная мощность, равная 1 мВт.

Выражение (4.26) показывает, что шум ASE накапливается от N + 1 усилителей, а ООСШ от усилителя к усилителю уменьшается. На рисунке 4.8 в качестве примера приведен график изменения ООСШ в линейном тракте, содержащем 10 ОУ с коэффициентом шума 5 дБ и протяженностью усилительного участка 30 км.

Рисунок 4.8 – Изменение ООСШ в линейном тракте с ОУ

 

 

Если усиление оптического усилителя мощности примерно такое же, как у линейных усилителей, то есть GBAL, то уравнение 4.26 примет вид:

 

.

(4.27)

 

Если потери на пролете L (соответствующие усилению линейного усилителя) значительно превышают усиление ОУ мощности GBA, шумом ASE усилителя мощности можно пренебречь. В этом случае выражение (4.27) можно упростить:

 

.

(4.28)

 

Для однопролетного оптического участка, имеющего только ОУ мощности, ООСШ определяется выражением:

 

.

(4.29)

 

В случае одного пролета, имеющего только предусилитель, выражение (4.27) изменяется так:

 

.

(4.30)

 

Определим минимальное допустимое значение оптического ОСШ, при котором результирующее ОСШ (с учетом шумов как собственно оптического приемника, так и шумов оптических усилителей) не приводило к увеличению КОБ выше заданного.

Как известно на выходе оптического приемника в точке принятия решения результирующее ОСШ (QS, раз) должно быть таким, чтобы обеспечить требуемый коэффициент ошибок BER = 10–12.

В случае пренебрежения шумами оптического линейного тракта ЭОСШ (учитываются только шумы оптического приемника) в точке принятия решения равно Q1, раз, или q1=20lgQ1, дБ.

При наличии шумов в оптическом линейном тракте ООСШ на входе оптического приемника равно QО, в разах, или qО=10lgQО, дБ. Однако на выходе оптического приемника (в предположении что используется идеальный нешумящий приемник) соответствующее ему электрическое ОСШ при той же падающей оптической мощности будет также равно QО, в разах, или qRО=20lgQRО, дБ, что эквивалентно qRО=2qО.

Результирующее электрическое отношение сигнал шум (QS или qS) в точке принятия решения при учете шумов оптических усилителей и оптического приемника будет равно:

 

, раз.

(4.31)

 

Наличие шумов ОУ приводит к уменьшению результирующего ОСШ qS на DА дБ или уменьшению QS в da = 100,1DA раз:

 

QS= Q1/da, раз,

 

qS= q1 DА, дБ

 

 

Из которых следует, что оптическое ОСШ QО для заданного QS не может быть меньше

.

(4.32)

 

На рисунке 4.9 приведены графики, связывающие оптическое ОСШ на входе оптического приемника с результирующим электрическим ОСШ в точке принятия решения при разных значениях ухудшения ЭОСШ (0,5; 1; 2 дБ). Из выражения (4.6) можно определить, что для обеспечения требуемого коэффициента ошибок BER=10-12 в точке принятия решения ЭОСШ должно быть равно Q1=7,03 (q1=16,94 дБ). При наличии в линейном тракте оптических усилителей и возможном ухудшении ОСШ в точке принятия решения на 0,5, 1 или 2 дБ, оптическое ОСШ на входе оптического приемника должно быть не хуже соответственно 18,1, 15,3 или 12,8 дБ.

 

 

Рисунок 4.9 – Связь ООСШ (QO) и ЭОСШ(QS)

 

 

4.5           Оптическое перекрестное влияние

4.5.1    Основные определения

 

В силу неустоявшейся терминологии в данной области в таблице 4.2 даны определения терминов, используемых для описания оптических переходных (перекрестных) помех и их влияний. В 15-й Исследовательской комиссии МСЭ‑Т согласовано, что термин «перекрестное влияние» (crosstalk) используется для описания влияний на систему, а термин «переходное затухание» (isolation) используется для свойств компонентов.

Перекрестные влияния можно разделить на два вида: межканальное и интерферометрическое.

 

Таблица 4.2 – Применяемые термины

 

Параметр, единица измерения

Символ

Рек.

МСЭ-Т

Определение

 

1

2

3

4

Системные параметры

Межканальное перекрестное влияние, дБ

 

CC

G.692

Отношение полной мощности в мешающих каналах к мощности в необходимом канале. Необходимый и мешающие каналы располагаются на разных длинах волн

Интерферометрическое перекрестное влияние, дБ

 

CI

 

Отношение мешающей мощности (не включая ASE) к необходимой мощности внутри одного канала (длины волны). Этот параметр известен также как «внутриканальное перекрестное влияние»

Ухудшение по межканальному перекрестному влиянию, дБ

PC

 

Ухудшение, выделенное в бюджете системы для учета межканального перекрестного влияния

Ухудшение по интерферометрическому перекрестному влиянию, дБ

PI

 

Ухудшение, выделенное в бюджете системы для учета интерферометрического перекрестного влияния

Разность мощностей каналов, дБ

 

d

G.959.1

Максимальная допустимая разность мощностей каналов, подаваемых к какому-либо устройству

Коэффициент гашения

r

G.691

Отношение мощности в середине логической «1» к мощности в середине логического «0»

Ухудшение по закрытию «глаз-диаграммы», дБ

 

E

 

Ухудшение по чувствительности приемника из-за всех влияний на закрытие "глаза". Это охватывает закрытие "глаза" от передатчика и ухудшение из-за хроматической дисперсии

Компонентные параметры

Потеря из-за вставки, дБ

IL

G.671

Снижение мощности от входного порта к выходному на длине волны необходимого канала.

Однонаправленное переходное затухание, дБ

I

G.671

Разность между потерей устройства на длине волны мешающего канала и потерей на длине волны необходимого канала.

Переходное затухание соседнего канала, дБ

IA

G.671

Переходное затухание устройства на длинах волн одного канала, расположенного выше или ниже необходимого канала.

Переходное затухание несоседних каналов, дБ

INA

G.671

Переходное затухание устройства на длинах волн всех мешающих каналов, исключая соседние каналы.

4.5.2    Межканальное перекрестное влияние.

 

Наиболее общей рассматриваемой причиной этого явления является несовершенное демультиплексирование многоканального сигнала передачи в отдельные каналы до установки одноканальных приемников (рисунок 4.10). В оптическом демультиплексоре системы с DWDM групповой оптический сигнал, состоящий из k канальных оптических сигналов, поступает на общий порт демультиплексора. Худшим случаем для отдельного канала является случай, когда его мощность минимальна, а мощность других каналов – максимальны.

 

 

Рисунок 4.10 – Оценка перекрестных влияний демультиплексора

 

На рисунке 4.10 обозначена максимальная допустимая разность между уровнями мощности канальных сигналов d, дБ. Когда каналы появляются на индивидуальных выходных портах, уровень мощности мешающего канала снижен по сравнению с уровнем мощности информационного канала на величину, равную однонаправленному переходному затуханию I (дБ).

Главным параметром, который определяет максимальный уровень оптического перекрестного влияния, допустимый в рассматриваемой оптической системе, является ухудшение по межканальному перекрестному влиянию PC. Определим, исходя из этого, необходимые параметры переходного затухания демультиплексора.

Если предположить, что k >> 1 и уровни мощности мешающих сигналов одинаковы, то межканальное перекрестное влияние CC в k-канальной системе рассчитывается следующим образом

 

CC = d − I + 10lg (k −1), дБ.

(4.33)

 

В реальных демультиплексорах значение переходного затухания IA для каналов, непосредственно соседних с исследуемым, будет меньшим, чем переходное затухание INA для несоседних мешающих каналов. Соотношение уровней мощностей в каналах на выходе реального демультиплексора изображено на рисунке 4.11. Выражение для расчета межканального перекрестного влияния CC в этом случае имеет вид

 

, дБ

(4.34)

 

 

 

Рисунок 4.11 – Пример реального демультиплексора

 

В этой ситуации, однако, разные значения IA и INA могут образовать системы с различными ухудшениями по межканальному перекрестному влиянию PC при одном и том же значении полного CC. Для одного мешающего канала:

 

, дБ,

(4.35)

 

где r – линейный коэффициент гашения, характеризующий раскрыв глаз-диаграммы.

Для очень большого числа мешающих каналов с одинаковыми амплитудами (с некоррелированными данными) межканальное перекрестное влияние становится похожим на шум, поэтому можно предположить гауссову аппроксимацию. В этом случае для образования действительного ухудшения должна применяться свертка похожего на шум перекрестного влияния с распределением шума приемника (или ASE). Следуя методам из [14] и [15] и используя гауссову аппроксимацию биномиального распределения, получим следующее выражение:

 

, дБ,

(4.36)

 

где Q определяется из выражения (4.6), например, Q ≈ 7,03 для BER = 10–12.

На рисунке 4.12 представлена зависимость ухудшения оптического тракта PC от межканального перекрестного влияния СC для разных предположений. Фактическое ухудшение в реальной системе находится ниже самой верхней кривой.

Ухудшение по перекрестному влиянию может также зависеть от линейного кода (RZ или NRZ) и от отношения битовых скоростей исследуемого и мешающих сигналов.

 

Рисунок 4.12 – График оптического ухудшения в зависимости

от межканального перекрестного влияния

 

Процедура определения требуемого переходного затухания следующая:

1.Из системных параметров определяется значение PC, которое может различаться для разных систем. Например, в системе с коротким расстоянием можно назначить более высокий проигрыш по перекрестному влиянию, чем в системе с длинным расстоянием. В качестве примера выберем PC = 0,5 дБ.

2.Используя графики рисунка 4.11 или соответствующие формулы, определим значение CC из PC. Нужная модель находится где-то между моделью с двумя взаимодействующими сигналами при очень большой разнице между IA и INA и гауссовой моделью, в которой IA равно INA, а kвелико. Выбирая кривую худшего примера на рисунке 4.11, получаем значение CC = 15 дБ.

3.Из системных параметров устанавливаем значение d. В Рекомендации МСЭ-Т G.959.1, например, применяемый код P16S1-1D2 имеет d = 6 дБ, а P16S1-2C2 имеет d = 2 дБ. (Это приводит к разнице 4 дБ между необходимыми переходными затуханиями для этих применений). Итак, для P16S1-1D2 выбираем d = 6 дБ при k = 16.

4.Подставляем эти значения в выражение (4.33), откуда получаем значение переходного затухания не менее I = 32,8 дБ.

4.5.3    Интерферометрическое перекрестное влияние

 

Интерферометрическое перекрестное влияние появляется, когда мешающий и исследуемый каналы располагаются на одной и той же номинальной длине волны. Это происходит по следующим причинам:

-    сигнал на длине волны исследуемого канала не полностью ответвлен перед добавлением нового сигнала в оптическом мультиплексоре ввода/вывода;

-    при объединении оптических сигналов в оптическом мультиплексоре, когда оптический передатчик одного канала излучает на длине волны другого канала (например из-за недостаточного коэффициента подавления боковой моды); этот случай назван в G.692 перекрестным влиянием на передающей стороне (transmit-side crosstalk);

-    из-за недостаточного переходного затухания в оптическом кроссовом соединителе, что приводит к попаданию в приемник света от более чем одного волокна;

-    в любом компоненте или группе компонентов, в которых имеется более одного тракта, по которым свет может попасть к приемнику. Это называется многотрактовой интерференцией (MPI).

В отличие от межканального перекрестного влияния, интерферометрическое перекрестное влияние проявляется тогда, когда два оптических сигнала достаточно близки друг к другу, так что их частота биения будет в пределах электрической полосы пропускания приемника. В этом случае имеются оптические поля, которые взаимодействуют для образования перекрестного влияния, а не оптические мощности, поэтому уровни перекрестного влияния, необходимые для образования конкретного ухудшения, будут значительно меньшими.

При одном мешающем сигнале перекрестное влияние может моделироваться ограниченной функцией плотности вероятности. Ухудшение по перекрестному влиянию из [5] (включающее в себя влияние неполного коэффициента угасания r) для порога решения по средней мощности равно

 

, дБ,

(4.37)

 

 

для оптимизированного порога решения:

 

, дБ,

(4.38)

 

 

Ухудшение по интерферометрическому перекрестному влиянию для исследуемого сигнала идеального и с коэффициентом угасания 6 дБ при одном мешающем сигнале показано на рисунке 4.13.

Рисунок 4.13 – График оптического ухудшения в зависимости от интерферометрического перекрестного влияния

 

При многих мешающих сигналах функция плотности вероятности становится приближенно гауссовой, а ухудшение по оптическому перекрестному влиянию при приемнике с PIN-диодом будет согласно [15] для порога решения по средней мощности равно

 

, дБ,

(4.39)

 

и для оптимизированного порога решения

 

, дБ,

(4.40)

 

где , .

При BER = 10–12 Q´ 6,94 и Q7,03.

Зависимость значения ухудшения оптического тракта от интерферометрического перекрестного влияния для идеального исследуемого сигнала и сигнала с коэффициентом угасания 6 дБ при многих мешающих сигналах показана на рисунке 4.14.

Рисунок 4.14 – График оптического ухудшения в зависимости от интерферометрического перекрестного влияния.

4.6    Учет нелинейных явлений

 

Влияние нелинейных явлений, таких, как самомодуляция фазы (SPM), перекрестная модуляция фазы (XPM) и четырехволновое смешение (FWM), в многоканальной системе оценивается путем моделирования при разных значениях входной усредненной оптической мощности для установления порога мощности, соответствующего определенному ухудшению по рабочей характеристике системы.

В качестве примера проведем моделирование системы при следующих допущениях:

-   система содержит N каналов;

-   канальная скорость – 40 Гбит/с;

-   протяженность 500…1000 км, что типично для наземных ВОЛС;

-   формат передачи RZ с гауссовой формой импульса;

-   так как анализируются в данном случае нелинейные явления, рассматривается "идеальный" передатчик;

-   используется компенсация дисперсии; интервал компенсации совпадает с длиной усилительного участка, предполагается, что дисперсия и ее наклон точно компенсированы;

-   используется идеальный приемник, в состав которого входят: оптический фильтр с полосой пропускания 160 ГГц, идеальный фотодиод и электрический фильтр (Бесселя-Томсона 4-го порядка с полосой пропускания 32 ГГц);

-   осуществляется передача псевдослучайной 32-битовой последовательности. Для многоканальных систем битовые последовательности в разных каналах не коррелированны (худшим случаем является случай, когда по всем каналам передается одна и та же последовательность).

В литературе предложены различные схемы компенсации дисперсии (посткомпенсация, предкомпенсация, посткомпенсация с предварительной частотной модуляцией импульса).

Упрощенная схема системы с посткомпенсацией показана на рисунке 4.15.

Рисунок 4.15 – Схема системы с повторяющейся посткомпенсацией

 

Влияние нелинейных явлений

Многопролетная высокоскоростная система передачи, у которой полностью компенсирована дисперсия, подвергается влиянию нелинейных оптических явлений, в частности, SPM в одноканальных системах, XPM и FWM в многоканальных системах. Эти нелинейные явления возникают из-за эффекта Керра в волокне, причем его влияние на рабочие характеристики возрастает с ростом оптической входной мощности.

Рабочие характеристики системы при малой оптической мощности на входе волокна ухудшаются из-за низкого отношения оптический сигнал/шум в приемнике. Следовательно, для входной мощности существуют максимальный и минимальный пороги, которые соответствуют ухудшению по определенной рабочей характеристике системы.

При оценке максимального порога по мощности, определяемого нелинейными явлениями, учитываются следующие аспекты:

a) тип волокна, используемого для передачи

Волокна, характеризующиеся разными коэффициентами нелинейности и дисперсии, имеют различные свойства в части влияния нелинейности. Например, волокна с компенсацией дисперсии (DCF) имеют малую эффективную зону и в конечном итоге большой коэффициент нелинейности. Он проверяется при моделировании на входных оптических мощностях PSS > 3 дБм, когда SPM начинает ухудшать системные рабочие характеристики.

Стандартные одномодовые ОВ (Рекомендация МСЭ-Т G.652) имеют малый коэффициент нелинейности, для них SPM обычно пренебрежимо мала, за исключением случаев очень больших входных оптических мощностей (например, при схеме с посткомпенсацией и усилительных участках протяженностью 100 км SPM начинает ухудшать идеальную линейную характеристику при PSS > 8 дБм). С другой стороны, большая хроматическая дисперсия, типичная для волокон в соответствии с Рекомендацией МСЭ-Т G.652, делает влияния XPM и FWM совершенно незначительными в предположении, что дисперсия точно компенсирована.

Волокна в соответствии с Рекомендацией МСЭ-Т G.655 имеют в отношении SPM приблизительно такие же свойства, как и стандартные одномодовые ОВ, но имеют меньший коэффициент дисперсии, поэтому нельзя пренебрегать FWM.

б) схема компенсации дисперсии

Различают три схемы компенсации дисперсии, которые характеризуются разными свойствами в отношении SPM:

-    предкомпенсация: устройство компенсации дисперсии располагается в начале каждого пролета перед ОВ. Эта схема весьма чувствительна к SPM. Моделирование при протяженности усилительных участков 100 км, длине участка регенерации 500 км и коэффициенте шума усилителей nf = 6 дБ показало, что при Q » 7 максимальная входная мощность не должна превышать PSS < 4 дБм;

-    посткомпенсация: устройство компенсации дисперсии располагается в конце каждого пролета после ОВ. Моделирование при указанных выше значениях показало, что максимальная входная мощность не должна превышать PSS < 13 дБм;

-    посткомпенсация и предварительная частотная модуляция импульса. Оптимальное значение предварительной частотной модуляции, рассчитанное путем моделирования, значительно уменьшает влияние SPM.

в) длина пролета

Входная оптическая мощность из-за потерь в волокне при распространении вдоль участка снижается по экспоненциальному закону. В то же время влияние нелинейных явлений зависит от значения оптической мощности. Поэтому максимальный порог для входной мощности из-за нелинейных явлений имеет разные значения для систем, которые отличаются только длиной усилительного участка.

Например, моделирование линейного тракта протяженностью 500 км по ОВ (Рекомендация МСЭ-Т G.652) с посткомпенсацией, усилителями с коэффициентом шума nf = 6 дБ и длиной усилительного участка 100 км показало, что при Q = 7 максимальная входная мощность PSS = 13 дБм. Если длина усилительного участка равна 50 км, то максимальная входная мощность PSS = 8 дБм.

Следует учитывать, что все сделанные предположения справедливы при использовании формата модуляции RZ и не учитывают число каналов WDM и интервал между частотами.

 

5        обобщенная методика проектирования линейного тракта

5.1       Общие положения

 

Оптический линейный тракт, включающий как направляющую систему (ОВ), так и оконечное и промежуточное коммуникационное оборудование, проектируется для передачи компонентных цифровых сигналов по волоконно-оптической кабельной системе.

На первом этапе проектирования необходимо разработать структурную схему участка и места установки того или иного оптического оборудования.

Далее необходимо определить основные параметры используемых оптических элементов (пассивных и активных компонентов оптического трата), а также параметры используемых оптических интерфейсов.

На следующем этапе производится расчет основных системных параметров оптической линии с целью проверки соответствия установленным требованиям оптических интерфейсов.

В случае несоответствия установленным требованиям инженером принимается решение об изменении или параметров оптических компонентов, или мест их расположения, или их количества. Правильное принятие решения возможно только при полном владении методикой проектирования и понимании причинно-следственных связей, происходящих в многоканальной волоконно-оптической системе. В обобщенном виде алгоритм процесса проектирования представлен на рисунке 5.1. Как видно из этой схемы, проектирование линейного тракта является задачей итерационной, решаемой часто эвристическим методом, основанным на опыте и знаниях проектировщика.

5.2           Методика проектирования

 

При расчете системных параметров проектируемого линейного тракта основным является бюджет мощности.

Если бюджет мощности рассчитывается для одноканальной или многоканальной многопролетной (с промежуточными оптическими усилителями) ВОСП с устройствами компенсации дисперсии, основным системным параметром является бюджет оптической мощности.

Необходимо, чтобы при расчете бюджета оптической мощности учитывались все ухудшения, приводящие к изменению ОСШ в точке регенерации:

-  накопление оптического шума;

ухудшение распространения сигнала ввиду совокупного воздействия хроматической дисперсии и нелинейных эффектов (фазовая автомодуляция, фазовая кросс-модуляция, четырехволновое смешение, вынужденное рамановское рассеяние и т. д.);

 

Рисунок 5.1 – Алгоритм проектирования оптического тракта

 

-  ухудшение распространения сигнала ввиду воздействия оптической поляризации, например дисперсия моды поляризации (PMD), потери, зависящие от поляризации (PDL), усиление, зависящее от поляризации (PDG);

-  ухудшения, вызванные неточной настройкой длин волн(ы) несущих;

-  ухудшения, вызванные неточной настройкой относительной оптической мощности каналов в WDM. Этот тип ухудшений необходимо учитывать каждый раз, когда выполняется операция спектрального мультиплексирования;

-  ухудшения, вызванные несовершенством оконечного оборудования (относятся к показателям типа Q-фактор для соединения в режиме непосредственного переприема – типа «back-to-back»).

Таблица бюджета оптической мощности должна отражать запасы мощности, соответствующие наихудшему случаю на момент окончания срока службы. Пример схемы возможного бюджета мощности приведен в таблице 5.1.

 

Таблица 5.1 – Пример возможной схемы бюджета мощности

 

Параметр

Q, дБ

1

Значение бюджета оптической мощности на основе параметров оптического интерфейса

22

1.1

Ухудшение распространения ввиду совокупного влияния хроматической дисперсии, нелинейных эффектов, четырехволнового смешения, вынужденного рамановского рассеяния и т. д.

1

1.2

Ухудшение равномерности усиления

1

1.3

Ухудшение, вызванное неоптимальной оптической предварительной коррекцией

1

1.4

Ухудшение за счет допуска на длину волны

1

1.5

Средние дополнительные потери, вызванные PMD

1

1.6

Ухудшения, связанные с разбросом параметров и влиянием окружающей среды

2

2

Допустимое значение бюджета

15

Таблица 5.1 заполняется следующим образом:

Строка 1 – Разность между излучаемой оптической мощностью и чувствительностью оптического приемника для заданного КОБ при регенерации оптического канального сигнала.

В строках 1.1–1.6 приведен неполный, в качестве примера, список источников ухудшения, которые оказывают воздействие на показатели системы (список ухудшений может корректироваться и дополняться). Учитываемые ухудшения следует вычесть из значения строки 1.

Строка 2 – Допустимое значение бюджета. Значение в этой строке является результатом следующей операции:

Строка 2 = Строка 1 – (строки 1.1+…+1.6)

После расчета бюджета оптической мощности проводится оценка протяженности участка регенерации.

В качестве примера рассмотрим расчет многопролетного участка оптической транспортной сети многоканальной ВОСП со спектральным разделением каналов.

На рисунке 5.2 представлена схема многопролетного участка транспортной сети с применением оконечных мультиплексора (ОМ) и демультиплексораDM), мультиплексоров вывода/ввода (OADM), оптического кросс-коммутатора (ОXC), оптических усилителей и волоконно-оптического кабеля с волокном в соответствии с рекомендацией МСЭ-Т G.652.

Общая протяженность участка составляет 125 км, количество оптических каналов – не менее 16, битовая скорость в канале – 10 Гбит/с. Интервал между оптическими каналами 100 ГГц, полоса длин волн каждого канала 0,1 нм (12,48ГГц). Предполагается наличие двух оптических сетевых элементов: ОАDM и OXC. Протяженности оптических пролетов соответственно равны: L1=42км, L2=38км, L3=45км.

Для организации оптического тракта выберем оптические интерфейсы (см. таблицу 2.1): 16S1-2B2 – для первого пролета, 16S1-2С2 – для второго и третьего. В соответствии с Рекомендацией МСЭ-Т G.959.1 на пролете может использоваться только один ОУ (не предполагается использование линейных усилителей).

Оптические усилители представлены усилителем мощности (ВОА) на первом пролете и двумя предварительными усилителями (РОА) на втором и третьем пролетах.

 

Рисунок 5.2 – Схема участка оптической транспортной сети

 

В качестве исходных данных при проектировании используются следующие значения параметров оптических элементов:

-  коэффициент шума оптических усилителей nf = 7дБ;

-  уровень мощности на выходах ОУ для каждого из 16 оптических каналов составляет +1дБм,

-  совокупный уровень мощности многоканального сигнала составляет +14 дБм.

-  ОУ полностью компенсируют потери оптической мощности, вносимые ОВ, оптическими мультиплексорами и коммутаторами;

-  величина потерь оптической мощности с учетом потерь на стыках строительных длин кабеля и при подключении к оборудованию – 0,23 дБ/км.

-  хроматическая километрическая дисперсия – 18 пс/нм×км;

-  коэффициент ПМД – 0,2 пс/км1/2;

-  диапазон рабочих волн 1531,12 – 1562,23нм;

-  коэффициент шума OADM – 22дБ;

-  коэффициент шума PXC – 20дБ;

-  уровень мощности на входе ВОА – 9 дБм;

-  коэффициент усиления ВОА – 10 дБ.

В каждом оптическом канале снижается ООСШ, происходит накопление дисперсионных искажений. Проведем расчет этих параметров и сравним их допустимыми значениями для отдельных канальных интерфейсов.

Определим ООСШ при каскадировании различных оптических сетевых элементов

В каждом оптическом сетевом элементе происходит уменьшение величины ООСШ, вызванное добавлением собственных помех. По этой причине при каскадировании различных сетевых элементов (оптических усилителей, оптических коммутаторов, оптических мультиплексоров вывода/ввода и т.д.) происходит снижение помехоустойчивости в каждом из оптических каналов, что может привести к увеличению числа ошибок цифровой передачи при регенерации сигналов. При проектировании протяженных оптических каналов с коммутацией и усилением необходимо точно определить ООСШ и сравнить с допустимыми значениями, которые приводятся в технической документации. Изменение величины ООСШ в одном оптическом сетевом элементе ONE можно рассчитать по формуле

 

,

 

где OSNRout – отношение оптический сигнал/шум на выходе ONE;

OSNRin отношение оптический сигнал/шум на входе ONE;

Pin – уровень мощности сигнала оптического канала на входе ONE;

nf – коэффициент шума ONE;

h постоянная Планка, согласованная с уровнем мощности, мДж×с;

f центральная частота оптического канала, Гц;

Δf – полоса частот оптического канала, Гц.

При каскадировании N-го числа ONE результирующее значение OSNRout можно рассчитать:

, дБ,

 

где Pinj – уровни мощности оптического канала на входах различных оптических сетевых элементов, j=1…N;

nfj – коэффициент шума j-го оптического сетевого элемента.

При определении ООСШ также могут учитываться оптические шумы нелинейного происхождения в ОВ, ОУ, оптических коммутаторах и т.д.

В случае несоответствия величины ООСШ на выходе оптического канала требуемому значению по документации необходимо использовать возможности предварительной коррекции ошибок FEC.

Расчет диаграммы уровней оптического канала и ООСШ приведены ниже в виде таблиц.

 

Таблица 5.1 – Расчет диаграммы уровней

 

 

Рассчитываемые параметры

 

Участки и длины оптического кабеля, км

L1, 42

L2, 38

L3, 45

Затухание участка, дБ

9,7

8,74

10,35

Уровень мощности на входе участка, дБм

+1

-10

-10

Уровень мощности на выходе участка, дБм

-8,7

-18,74

-19,35

 

Таблица 5.2 – Результаты расчета ООСШ

 

 

BOA

DXC

POA2

OADM

POA4

Уровень мощности на входе Pin, дБм

-9

-8,7

-18,74

-10

-19,35

Коэффициент шума nf, дБ

7

20

7

22

7

OSNRout на выходе, дБ

43

30

28,3

24,55

23,9

 

Как видно из рисунка 4.8 при таком ООСШ штраф по мощности для оконечного сетевого элемента, в котором будет производиться регенерация электрического сигнала, не будет превышать 0,5 дБ.

Для оценки допустимой хроматической дисперсии воспользуемся графиками рисунка 4.5. При допустимом штрафе оптической мощности 1 дБ (e = 0,3) и ширине спектра излучения источника Dl < 0,1 нм значение DL для битовой канальной скорости 10 Гбит/с составляет 1000 пс/нм. При D = 18 пс/нм×км протяженность участка регенерации составляет L =1000/18 » 55,5 км, что требует установки устройств компенсации дисперсии на участках усиления.

Типовой модуль компенсации дисперсии на 40 км DCM40 имеет следующие фиксированные характеристики:

-  вносимое значение дисперсии – минус (680±2%) пс/нм;

-  вносимое затухание – не более 2,8 дБ;

-  значение ПМД – не более 0,8 пс.

С учетом этого необходимо пересчитать параметры линейного тракта с учетом дополнительных элементов (диаграмма уровней – таблица 5.3 и оптическое ОСШ – таблица 5.4). Структурная схема тракта представлена на рисунке 5.3.

Как видно из таблицы 5.4, результирующее ООСШ на входе последнего элемента уменьшится незначительно.

Остаточная хроматическая дисперсия оптического линейного тракта равна

 

пс/нм,

 

что меньше значения в 1000 пс/нм, при котором штраф оптической мощности превышает 1 дБ.

 

Таблица 5.3 – Расчет диаграммы уровней

 

 

Рассчитываемые параметры

 

Участки и длины оптического кабеля, км

L1, 42

L2, 38

L3, 45

Затухание участка, дБ

9,7

8,74

10,35

Затухание участка с учетом компенсатора дисперсии, дБ

12,5

11,54

13,15

Уровень мощности на входе участка, дБм

+1

-10

-10

Уровень мощности на выходе участка и компенсатора, дБм

-11,5

-21,54

-23,15

 

Таблица 5.4 – Результаты расчета ООСШ при использовании DCM

 

 

BOA

DXC

POA2

OADM

POA4

Уровень мощности на входе Pin, дБм

-9

-11,5

-18,74

-10

-19,35

Коэффициент шума nf, дБ

7

20

7

22

7

OSNRout на выходе, дБ

43

27,32

26,32

23,6

23,1

 

Рисунок 5.3 – Схема участка оптической транспортной сети с устройствами компенсации дисперсии

 

 

Как отмечено в подразделе 4.3, при штрафе оптической мощности не более 0,5 дБ значение ПМД не должно превышать 0,2 тактового интервала. В данном примере длительность тактового интервала равна

 

, с,

 

а ПМД на участке протяженностью 145 км

 

, с,

 

что соответствует выполнению неравенства:

 

, с.

 

Для предложенной структурной схемы оптического линейного тракта КОБ не будет превышать требуемого значения BER = 10-12.

 

 

Тема 19

Тема 19

 

1 Обобщенная структурная схема линейного тракта волоконно-оптической системы передачи.. 2

2 оптические интерфейсы и их Основные параметры.. 3

3 Основные параметры элементов оптического линейного тракта 19

3.1 Основные характеристики одномодовых оптических волокон. 19

3.1.1 Затухание и дисперсия в оптических волокнах. 19

3.1.2 Нелинейные эффекты в ОВ.. 23

3.1.3 Влияние линейных и нелинейных искажений. 27

3.2 Оптический передатчик. 28

3.3 Оптические усилители: классификация, основные параметры.. 29

4 Инженерные методики проектирования линейного тракта оптических систем передачи.. 33

4.1 Проектирование одноканальной системы по «худшему случаю». 33

4.2 Коэффициент ошибок по битам и Q-фактор. 36

4.3 Влияние дисперсионных свойств оптического волокна на протяженность оптического тракта. 39

4.4 Расчет оптического отношения сигнал/шум цепочки оптических усилителей 45

4.5 Оптическое перекрестное влияние. 49

4.5.1 Основные определения. 49

4.5.2 Межканальное перекрестное влияние. 50

4.5.3 Интерферометрическое перекрестное влияние. 53

4.6 Учет нелинейных явлений. 56

5 обобщенная методика проектирования линейного тракта 59

5.1 Общие положения. 59

5.2 Методика проектирования. 59

 

 

 


 

1       Обобщенная структурная схема линейного тракта волоконно-оптической системы передачи

 

В наиболее общем случае структурная схема линейного тракта многоканальной волоконно-оптической системы передачи (ВОСП), использующей спектральное разделение сигналов (показан один прямой канал), приведена на рисунке 1.1 и включает в себя следующие оптические сетевые элементы: оконечное оборудование системы передачи, в котором важны параметры оптических передатчика (Тх) и приемника (Rх), оптические мультиплексор (ОМ) и демультиплексорD), реконфигурируемые оптические мультиплексоры ввода/вывода (OADM), оптические кросс-коммутаторы (ОXC), оптические усилители (OA), которые могут использоваться как бустеры (ВОА), линейные (LOA) и предварительные (РОА) усилители, устройства компенсации дисперсии (DXM), участки оптического волокна.

Рисунок 1.1 – Структурная схема линейного тракта ВОСП

со спектральным разделением каналов

 

В схеме, представленной на рисунке 1.1, на вход канального оптического передатчика Тхi поступает информационный цифровой сигнал (цифровая случайная импульсная последовательность в линейном коде) заданной скорости. В оптическом передатчике с помощью оптического модулятора (внешнего или непосредственно) осуществляется модуляция по интенсивности оптической несущей на заданной длине волны li. Модулированные несущие мультиплексируются (объединяются) с помощью оптического мультиплексора WDM в агрегатный (групповой) оптический поток, который после усиления мощным оптическим усилителем (BOA) вводится в оптическое волокно (ОВ). В оптическом тракте, являющемся, как правило, частью сложной оптической транспортной сети, возможна как оптическая кросс-коммутация сигналов в ОXC (коммутация части оптических канальных сигналов с произвольного входа на произвольный выход), так и ввод/выделение оптического сигнала с заданной длиной волны в оптическом мультиплексоре ввода/вывода (OADM). Для уменьшения влияния на передаваемый оптический сигнал дисперсионных искажений в ОВ, в линейном тракте применяются устройства компенсации дисперсии. На приемной стороне многоканальный оптический сигнал с выхода ОВ усиливается в предварительном усилителе и демультиплексируется, т.е. разделяется на составляющие потоки – модулированные несущие li. Канальные оптические сигналы поступают на соответствующие оптические приемники (Rxi), где они дополнительно фильтруются (оптические полосовые фильтры используются для уменьшения переходных помех и увеличения тем самым помехоустойчивости при детектировании), детектируются с помощью фотодетекторов (преобразуются из оптического сигнала в электрический) и регенерируются (восстанавливается цифровой канальный электрический сигнал с заданными параметрами качества, важнейшим из которых является коэффициент ошибок по битам).

При изложении материала в данном пособии не рассматриваются вопросы технологической и конструктивной реализации отдельных элементов оптического линейного тракта, а подробно анализируются их параметры, учитываемые при проектировании линейного тракта и влияющие на его протяженность.

При изложении методик проектирования линейного тракта будем исходить из того, что в наиболее общем случае система является многоканальной со спектральным разделением каналов и содержит все отмеченные на схеме рисунка 1.1 оптические сетевые элементы.

 

2       оптические интерфейсы и их Основные параметры

 

Для возможности сопряжения разнородного оборудования транспортной сети сетевые оптические элементы оснащаются оптическими интерфейсами, которые определены в ряде рекомендаций МСЭ-T. Оптические интерфейсы транспортных сетей характеризуются развивающимся разнообразием. Это обусловлено развитием новых технологий передачи и внедрением новых компонентов: перестраиваемых лазеров; оптических усилителей; компактных компенсаторов дисперсии; процессоров предварительной коррекции ошибок (FEC) и т.д. Оптические интерфейсы стандартизированы в рекомендациях МСЭ-Т и IEEE 802.3. В соответствии с этими стандартами оптические интерфейсы можно разделить на три группы (рисунок 2.1):

-   одноканальные, обеспечивающие передачу только на одной оптической частоте (G.955, G.957, G.691, G.693, IEEE 802.3 u,z);

-   многоканальные, обеспечивающие передачу на двух и более оптических частотах одновременно (G.692, G.694.1, G.694.2, G.695, G.696.1, G.696.2, G.698.1, G.698.2, G.959.1, G.959.2);

-   оптические интерфейсы пассивных оптических сетей (PON), которые поддерживают передачу оптических сигналов на 1, 2, 3 и более оптических частотах (G.983, G.984, G.985, IEEE 802.3ah).

Как показано в Рекомендации G.957, для одноканальных оптических линейных трактов, реализованных на оборудовании синхронной цифровой иерархии SDH (уровни STM1-STM-16), использовались три категории приложений:

 

 

Рисунок 2.1 – Общая классификация оптических интерфейсов

 

- внутристанционные, соответствующие расстояниям присоединения меньшим, чем приблизительно 2 км;

- межстанционные малой дальности, соответствующие расстояниям присоединения, равным приблизительно 15 км;

- межстанционные большой дальности, соответствующие расстояниям присоединения, равным приблизительно 40 км в окне 1310 нм и приблизительно 80 км в окне 1550 нм.

Так как общие характеристики системы и конкретные значения для оптических параметров, как правило, зависят от скорости передачи информации, оптические интерфейсы СЦИ классифицировали, основываясь на приложениях с использованием набора прикладных кодов. Прикладной код составлялся следующим образом:

Приложение – уровень STM. Нижний индекс.

Использовались следующие обозначения:

приложение:

-                    I (внутристанционное);

-                    S (малой дальности);

-                    L (большой дальности);

нижний индекс:

– «1» – используются источник излучения с номинальной длиной волны 1310 нм и ОВ в соответствии с рекомендацией МСЭ-Т G.652;

– «2» – используются источник излучения с номинальной длиной волны 1550 нм и ОВ в соответствии с рекомендацией МСЭ-Т G.652 для приложений малой дальности и ОВ в соответствии с рекомендациями МСЭ-Т G.652 или G.654 для приложений большой дальности;

– «3» – используются источник излучения с номинальной длиной волны 1550 нм и ОВ в соответствии с рекомендацией МСЭ-Т G.653.

На всем протяжении эволюции оптических систем передачи изменялись и совершенствовались прикладные коды. В рекомендации МСЭ-Т G.959.1 приведены прикладные коды последнего поколения.

На рисунке 2.2 показаны универсальные эталонные точки для оптических сетевых элементов, являющихся частью оптического линейного тракта. Термин «Оптический сетевой элемент» (ONE) используется для иллюстрации общего случая универсального сетевого элемента в оптической транспортной сети. В целом ONE может иметь:

1) только многоканальные интерфейсы;

2) только одноканальные интерфейсы;

3) любую комбинацию одноканальных и многоканальных интерфейсов.

 

 

Рисунок 2.2 – Универсальные эталонные точки для оптических сетевых элементов

 

Эталонные точки определены следующим образом:

− Ss – (одноканальная) эталонная точка в оптическом волокне сразу после одноканального NE оптического разъема передатчика;

− Rs – (одноканальная) эталонная точка непосредственно перед оптическим разъемом NE одноканального клиентского приемника;

− Sм-s – (одноканальная) эталонная точка сразу после выходного оптического разъема любого трибутарного интерфейса оптического сетевого элемента (нижний индекс «M-S» означает одноканальный выход из системы, которая может быть многоканальной);

− Rs – (одноканальная) эталонная точка в оптическом волокне непосредственно перед входным оптическим разъемом любого трибутарного интерфейса оптического сетевого элемента (нижний индекс «S-M» означает одноканальный вход в систему, которая может быть многоканальной);

− MPI-Sм – (многоканальная) эталонная точка в оптическом волокне сразу после выходного оптического разъема транспортного интерфейса оптического сетевого элемента;

− MPI-Rм – (многоканальная) эталонная точка в оптическом волокне непосредственно перед входным оптическим разъемом транспортного интерфейса оптического сетевого элемента;

− Sм – (многоканальная) эталонная точка в оптическом волокне непосредственно перед оптическим разъемом транспортного интерфейса оптического сетевого элемента;

− Rм – эталонная точка в ОВ непосредственно перед входным оптическим разъемом линейного многоканального OA.

При этом различают понятия междоменного и внутридоменного интерфейсов. Междоменные интерфейсы (IrDI) предназначены для соединения двух различных административных доменов. Такие домены могут иметь оборудование, изготовленное двумя различными производителями. Кроме того, два административных домена могут принадлежать двум различным сетевым операторам.

Оптические интерфейсы, реализуемые в оборудовании, обеспечивают поперечную совместимость (совместимость между производителями), которая автоматически обеспечивается для всех IrDI, имеющих одинаковый прикладной код nWx-ytz.

Прикладной код идентифицирует сеть, реализацию и архитектурные характеристики приложения. Обозначение прикладного кода строится следующим образом:

PnWx-ytz,

 

где: P – при наличии указывает на «множественный» прикладной код, относящийся к IrDI. Множественные коды применимы к любому оптическому трибутарному сигналу внутри определенного класса;

n – максимальное число каналов, поддерживаемых прикладным кодом;

W – буква, определяющая длину интервала/коэффициент ослабления, например:

− I – внутриофисное приложение (затухание на участке до 7 дБ);

− S – малое расстояние (затухание на участке до 11 дБ);

− L – большое расстояние (затухание на участке до 22 дБ);

− V – очень большое расстояние (затухание на участке до 33 дБ);

U – сверхбольшое расстояние (затухание на участке до 44 дБ);

x – максимальное число участков усиления, допустимое прикладным кодом;

y – определяет наивысший класс поддерживаемого оптического трибутарного сигнала (тип линейного кода и скорость передачи цифрового сигнала), например: «1» – класс NRZ 2.5G; «2» – класс NRZ 10G; «3» – класс NRZ 40G; «7» – класс RZ 40G.

t – определяет уровни мощности для прикладного кода, например:

− A – используются уровни мощности, подходящие для бустерного усилителя в исходном ONE, и уровни мощности, пригодные для предусилителя в оконечном ONE;

− B – используются уровни мощности, подходящие только для бустерного усилителя;

− C – используются уровни мощности, подходящие только для предусилителя;

− D – используются уровни мощности, подходящие для работы без усилителей;

z – обозначает тип источника и волокна следующим образом:

− «1» – используются источник излучения с номинальной длиной волны 1310 нм и ОВ в соответствии с рекомендацией МСЭ-Т G.652;

− «2» – используются источник излучения с номинальной длиной волны 1550 нм и ОВ в соответствии с рекомендацией МСЭ-Т G.652;

− «3» – используются источник излучения с номинальной длиной волны 1550 нм и ОВ в соответствии с рекомендацией МСЭ-Т G.653;

− «5» – используются источник излучения с номинальной длиной волны 1550 нм и ОВ в соответствии с рекомендацией МСЭ-Т G.655.

Определяются физические значения параметра для междоменных интерфейсов только с одним участком (то есть для x = 1).

Двунаправленная передача в оптической системе будет обозначаться добавлением символа B перед прикладным кодом. Для приложения OTN он имеет следующий вид:

BnWx-ytz.

 

В некоторых прикладных кодах в конце кода добавляется суффикс. Пять суффиксов определяются следующим образом:

− F – в приложении для передачи используются байты FEC;

− D – в приложении используется адаптивная компенсация дисперсии;

− r – указывает на уменьшенное целевое расстояние, ограниченное дисперсией. Уменьшенные целевые расстояния могут быть обеспечены посредством других технических решений, которые оставлены для дальнейшего изучения (например, подход с параллельными интерфейсами);

− a – указывает на то, что уровни мощности передатчика соответствуют приемникам на основе лавинного фотодиода APD;

− b – указывает на то, что уровни мощности передатчика соответствуют приемникам на основе p-i-n фотодиода.

В таблице 2.1 приведены основные параметры многоканального междоменного оптического интерфейса класса 2.5G NRZ. Рассмотрим более подробно параметры оптических интерфейсов.

1 Максимальное число каналов (N) – максимальное число оптических каналов, которые могут одновременно присутствовать в интерфейсе.

2 Оптический компонентный (трибутарный) сигнал

– класса 2.5G NRZ – непрерывный цифровой сигнал с линейным кодированием без возврата к нулю со скоростью передачи от номинально 622 Мбит/с до номинально 2,67 Гбит/с;

– класса 10G NRZ – непрерывный цифровой сигнал с линейным кодированием без возврата к нулю со скоростью передачи от номинально 2,4 Гбит/с до номинально 10,71 Гбит/с;

– класса 40G NRZ – непрерывный цифровой сигнал с линейным кодированием без возврата к нулю со скоростью передачи от номинально 9,9 Гбит/с до номинально 43,02 Гбит/с.

3 Максимальный коэффициент ошибок по битам (BER). При проектировании оптического участка коэффициент ошибок по битам (КОБ) должен быть не хуже значения, определенного прикладным кодом. Это значение относится к каждому оптическому каналу при максимальных значениях ослабления в оптическом пути и дисперсии в каждом приложении. В случае прикладных кодов, требующих передачу байтов FEC (коды применения с суффиксом F), КОБ должен выполняться только после коррекции ошибок (если она используется). Для всех других прикладных кодов КОБ должен выполняться без использования FEC.

4. Типы одномодовых оптических волокон выбраны из типов волокон, определенных в Рекомендациях МСЭ-Т G.652, G.653 и G.655.

5. Интерфейс в точке MPI- или MPI-S характеризуется следующими параметрами.

5.1 Максимальная (PSmax) и минимальная (PSmin) средние выходные мощности канала.

Средняя выходная мощность канала соответствует введенной в ОВ мощности канального оптического сигнала в эталонной точке MPI-Sм или MPI-S и определяется как средняя мощность псевдослучайной последовательности данных, введенных в волокно от ONE. Она может изменяться в диапазоне между максимальным (PSmax) и минимальным (PSmin) значениями, что обеспечивает определенную оптимизацию по стоимости, позволяет учитывать допуски для работы в стандартных условиях, деградацию разъемов, погрешности измерения и эффекты старения. Значения PSmax и PSmin позволяют вычислить чувствительность и перегрузку для приемника в контрольной точке MPI-R.

5.2 Максимальная средняя полная выходная мощность(PSS).

Максимальное значение средней введенной в ОВ оптической мощности в точке MPI-Sм для многоканального оптического сигнала. Оценивается с помощью выражения

 

PSS = PSmaxN, Вт или pSS = pSmax + 10lgN, дБм,

где N – количество оптических каналов.


Таблица 2.1 – Параметры многоканального междоменного оптического интерфейса класса NRZ 2,5G

 

Параметр

 

Ед.

изм.

P16S1-1D2

P16S1-1D5

 

P16I1-2D2

P16I1-2D3

P16I1-2D5

P16S1-2B2

P16S1-2B5

 

P16S1-2C2

P16S1-2C3

P16S1-2C5

1

2

3

4

5

6

Общая информация

Максимальное число каналов

 

16

16

16

16

Скорость передачи / линейный код

 

2,5G NRZ

10G NRZ

10G NRZ

10G NRZ

Макс. коэффициент битовых ошибок

 

10–12

10–12

10–12

10–12

Тип волокна

 

 

G.652/

G.655

G.652/G.653/G.655

G.652/

G.655

G.652/ G.653/

G.655

Интерфейс в точке MPI-SM

Макс. средняя выходная мощность канала

дБм

-4

-3

+3

-7

Мин. средняя выходная мощность канала

дБм

-10

-6

0

-11

Макс. средняя суммарная выходная мощность

дБм

+8

+9

+15

+5

Центральная частота

ТГц

192,1 + 0,2 m, m = 0…15

Межканальный интервал

ГГц

200

200

200

200

Макс. отклонение центральной частоты

ГГц

40

40

40

40

Мин. коэффициент гашения в канале

дБ

8,2

8,2

8,2

8,2

Маска глаз-диаграммы

 

NRZ 2,5G

NRZ 10G

NRZ 10G

NRZ 10G

Оптический путь (один участок) от точки MPI-SM до точки MPI-RM

Макс. коэффициент ослабления

дБ

11

6

11

11

Мин. коэффициент ослабления

дБ

2

0

0

0

Макс. хроматическая дисперсия

пс/нм

800

400

800

800

Мин. оптические возвратные потери в точке MPI-SM

дБ

24

24

24

24

Макс. дискретный коэффициент отражения между точками MPI-SM и MPI-RM

дБ

-27

-27

-27

-27

Макс. дифференциальная групповая задержка

пс

120

30

30

30

 

 

Продолжение таблицы 2.1

 

1

2

3

4

5

6

Интерфейс в точке MPI-RM

Макс. средняя мощность

дБм

- 6

-3

+3

-7

Мин. средняя мощность

дБм

-21

-12

-11

-22

Макс. средняя суммарная мощность

дБм

+6

+9

+15

+5

Максимальное различие между мощностями в канале

дБ

-

-

-

-

Макс. потери в оптическом пути (штраф оптического тракта)

дБ

1

2/1/1

2/1

2/1/1

 

Мин. эквивалентная чувствительность

дБм

-22

-14/-13/-13

-13/-12

-24/-23/-23

Макс. коэффициент отражения оптического сетевого элемента

дБ

 

-27

-27

-27

-27

 


5.3          Центральная частота (n0).

Номинальные значения частот оптических сигналов, используемых для передачи цифровой информации отдельных оптических каналов.

5.4          Максимальное отклонение центральной частоты (Dn) – разность между номинальной центральной частотой и фактической центральной частотой оптического сигнала. В отклонение центральной частоты включены все процессы, которые влияют на мгновенное значение центральной частоты источника излучения для интервала измерения, соответствующего скорости передачи в канале. Эти процессы включают скачки частоты излучения источника (chirp), пропускную способность, уширение в результате самомодуляции и влияние температуры и старения.

5.5          Межканальный интервал (DF) определяется как номинальная разность частот между двумя оптическими несущими соседних каналов. Разнос между оптическими несущими определяется скоростью передачи модулирующих канальных цифровых сигналов и выбирается из стандартного ряда: 12,5, 25, 50, 100, 200, 400 ГГц. В частности, в таблице 2.1 межканальный интервал равен DF = 200 ГГц.

5.6          Диапазон рабочих длин волн системы зависит от исходных характеристик источника и приемника излучения, характеристик передачи волокна (коэффициента затухания, хроматической дисперсии) и полосы пропускания ОУ, если он используется.

Рабочие области длин волн для одноканальных и многоканальных внутридоменных и междоменных интерфейсов со скоростями каналов от 0,155 Гбит/с до 40 Гбит/с определены в Рекомендациях МСЭ-Т G.694.1 (DWDM) и G.694.2 (СWDM). В общем случае сетку частотных каналов для систем DWDM можно определить следующим образом:

 

192,1 + n×DF , ТГц,

 

где n – положительное целое, включая 0, соответствующее номеру канала, n = 1…N;

DF – межканальный интервал, ТГц.

5.7          Минимальный коэффициент экстинкции (гашения) (в канале). Коэффициент экстинкции (EX) определяется следующим образом:

 

EX = 10 log (A/B),

 

где A – средний уровень оптической мощности в центре логической «1»;

B – средний уровень оптической мощности в центре логического «0».

 


5.8          Маска глаз-диаграммы сигналов в линейном коде – определяет общие характеристики формы импульса передатчика в точке MPI-S, включая время нарастания, время спада, выброс импульса, отрицательный выброс перед фронтом импульса и переходной процесс («звон»), которые должны контролироваться для предотвращения чрезмерной деградации чувствительности приемника. Глаз-диаграммы (eye pattern masks) для одноканальных систем СЦИ приведены в Рекомендациях МСЭ-Т G.957, G.691, G.693. Глаз-диаграмма для многоканальных и одноканальных интерфейсов IrDI с кодом NRZ определены в Рекомендации МСЭ-Т G.959.1. На рисунке 2.3 в качестве примера приведены маска глаз-диаграммы для оптического сигнала в коде NRZ и ее параметры при различных битовых скоростях и длинах волн.

 

 

NRZ 10G

Область 1310 нм

NRZ 10G

Область 1550 нм

NRZ 40G

x3 - x2

0,2

0,2

0,2

y1

0,25

0,25

0,25

y2

0,75

0,75

0,75

y3

0,4

0,25

0,25

y4

0,25

0,25

0,25

 

Рисунок 2.3 – Маска глаз-диаграммы оптического сигнала передачи в коде NRZ

 

Для некоторых прикладных кодов в оптических интерфейсах дополнительно указываются следующие параметры, характеризующие сигнал в точке S.

5.9          Тип источника. Тип используемого источника оптического излучения зависит от характеристик затухания и дисперсии ОВ и иерархического уровня каждого прикладного кода, в качестве источника могут применяться лазеры с несколькими продольными модами (MLM) и лазеры с одной продольной модой (SLM).

5.10     Максимальная среднеквадратичная ширина спектра излучения (RMS). В максимальной среднеквадратичной ширине или стандартном отклонении σ (нм) спектрального распределения лазера MLM учитываются все лазерные моды, амплитуды которых ниже пиковой моды не более, чем на 20 дБ. Эта спецификация применяется только к системам с MLM лазером с длиной волны 1310 нм (рекомендация МСЭ-Т G.691).

5.11     Максимальная ширина спектра на уровне минус 20 дБ (Dl) SLM лазера определяется максимальной полной шириной центрального пика длины волны, измеряемой на уровне −20 дБ от максимальной амплитуды центральной длины волны при стандартных условиях работы (рекомендация МСЭ-Т G.691, рисунок 2.4).

Максимальная (оптическая) спектральная плотность мощности определяется как максимальный усредненный во времени уровень мощности на интервале 10 МГц в любой части спектра модулированного сигнала. Этот параметр используется для исключения попадания в режим бриллюэновского рассеяния для мощных источников с потенциально узкой собственной шириной линии, например, систем типа лазер – усилитель – модулятор. Однако эта характеристика применима к источникам любого типа.

 

Выноска 2 (без границы): pS,дБмВыноска 2 (без границы): SMSRВыноска 2 (без границы): Dl

 

Рисунок 2.4 – Спектр излучения лазера

 

5.12     Минимальный коэффициент подавления боковой моды (SMSRmin) – это минимальное отношение наибольшего пика всего спектра передатчика ко второму по амплитуде пику (рисунок 2.4).

Коэффициент подавления боковой моды (SMSR) предназначен для минимизации возможности ухудшения КОБ в результате действия шумов из-за перераспределения мод (MPN). Спецификация SMSR относится только к лазерным источникам SLM.

5.13     Отношение оптический сигнал/шум для источника оптического излучения. Определяется как отношение мощности оптического сигнала к мощности оптического шума у оптического передатчика в заданной полосе пропускания при соединении с трактом передачи.

5.14     Поляризация – распределение поляризации в сигнале оптического источника. Этот параметр может влиять на допуск для PMD; он важен в случае мультиплексирования по поляризации.

6. Оптический путь (один участок) от точки MPI-Sм до MPI-Rм или от MPI-S до MPI-R.

6.1 Максимальный коэффициент ослабления, при котором система работает с коэффициентом ошибок по битам BER=10–12 (или заданного прикладным кодом) при наихудших параметрах сигнала на передающей стороне и максимальной дисперсии.

6.2          Минимальный коэффициент ослабления, позволяющий системе обеспечить BER не ниже 10–12 (или значения, заданного прикладным кодом).

6.3          Максимальная хроматическая дисперсия – определяет максимальное допустимое для системы нескомпенсированное абсолютное значение хроматической дисперсии. Требуемый максимальный допуск дисперсии системы принимается равным произведению требуемого расстояния на: 20 пс/нм×км – для ОВ в соответствии с Рекомендацией G.652, 3,3 пс/нм×км – для ОВ в соответствии с Рекомендацией G.653 в районе длин волн 1550 нм и для ОВ в соответствии с Рекомендацией G.652 в районе длин волн 1310 нм. Эти значения рассматриваются как наихудшие значения дисперсии для соответствующих типов ОВ. Использование наихудшего случая для этого параметра обеспечивает некоторый запас по дисперсии.

6.4          Максимальное отклонение хроматической дисперсии – это максимальная допустимая разность между фактическим значением хроматической дисперсии оптического пути от точки MPI-S до точки MPI-R (рисунок 2.5) и значением дисперсии оптического пути, определенном во время инсталляции. Отклонение хроматической дисперсии учитывается в приложениях с учетом параметров устройств компенсации дисперсии (DC). На рисунке 2.5 приемное оборудование содержит модуль компенсации дисперсии (DC) и оптический детектор (Det). Кроме того, в приемном оборудовании может использоваться предварительный оптический усилитель (РOA).

 


Рисунок 2.5. – К расчету отклонения хроматической дисперсии

 

Во время инсталляции приемного оборудования измеренное значение дисперсии оптического пути используется для установления величины компенсации дисперсии в DC. Если фактическое значение дисперсии оптического пути DP и фактическое значение компенсации дисперсии в приемнике DC, то существует требование, чтобы в любой момент времени после инсталляции:

 

|DР + DС |< D r max,

 

где Dr max – максимальная допустимая остаточная хроматическая дисперсия. Например, Dr max = 30 пс/нм для класса NRZ 40G без использования адаптивной компенсации дисперсии.

Такие факторы, как погрешность измерения, температура, ремонтные работы и старение, приводят к отличию фактического значения DP от измеренного на величину δP. Аналогично такие факторы, как установка степени разбиения, температура и старение, приводят к тому, что DC отличается от измеренного значения при инсталляции на величину δC. Поэтому приведенное выше ограничение означает, что для исключения превышения Dr max требуется, чтобы

 

|δ Р| + |δ С|< D r max.

 

6.5          Минимальные оптические возвратные потери в точке MPI-SM или MPI-S. Отражения вызваны неоднородностями показателя преломления вдоль оптического пути. Отражения влияют на работу источника оптического излучения и усилителей, также многочисленные отражения приводят к интерференционному шуму в приемнике. Отражения на оптическом пути контролируются путем определения:

– минимальных оптических обратных потерь кабельного участка в эталонной точке источника (например MPI-SM, MPI-S), включая любые соединители;

– максимального дискретного коэффициента отражения между эталонными точками источника (например MPI-SM, MPI-S) и эталонными точками приема (например MPI-RM, MPI-R).

Следует помнить, что коэффициент отражения определяется как отношение отраженной оптической мощности в точке к оптической мощности падающего света в этой точке, тогда как оптические возвратные потери – это отношение падающей оптической мощности к суммарной обратной оптической мощности для всего волокна, включая как дискретные отражения, так и распределенное обратное рассеяние, например Рэлеевское рассеяние.

6.6          Максимальная дифференциальная групповая задержка. Дифференциальная групповая задержка (DGD) – это разность времени между частями импульса, которые переданы в двух основных модах поляризации оптического сигнала. Для расстояний, превышающих несколько километров, и при сильном взаимодействии между поляризационными модами можно статистически моделировать DGD в волокне с помощью распределения Максвелла. Максимальная дифференциальная групповая задержка определяется как значение DGD, которое система допускает при максимальном ухудшении чувствительности приемника (штрафе по оптической мощности) приблизительно на 1 дБ. Из-за статистической природы поляризационно-модовой дисперсии (ПМД) отношение максимальной DGD к средней DGD можно определить только вероятностно. Вероятность превышения мгновенным DGD любого данного значения может быть выведена из того, что она подчиняется статистике Максвелла. Поэтому, если известна максимальная допустимая для системы DGD, то можно определить эквивалентную среднюю DGD, деля ее на параметр r, соответствующий приемлемой вероятности.

 

DGDср= DGDmax/r

 

где rотношение максимального значения к среднему значению в статистике Максвелла. Примеры таких отношений приведены в таблице 2.2.

 

Таблица 2.2 – Отношение максимального значения DGD к среднему и соответствующая вероятность превышения максимального значения

Отношение максимального значения

к среднему значению (r)

Вероятность превышения максимального значения

3,0

4,2 × 10–5

3,5

7,7 × 10–7

4,0

7,4 × 10–9

 

7. Интерфейс в точке MPI-RM или MPI-R

7.1 Максимальная средняя входная мощность (в канале) – максимальное приемлемое значение принимаемой средней оптической мощности канального сигнала в точке MPI-RM или MPI-R для достижения указанного максимального КОБ прикладного кода.

7.2 Минимальная средняя входная мощность (в канале) – минимальное значение принимаемой средней оптической мощности канального сигнала в точке MPI-RM. Эта мощность является минимальной средней выходной мощностью канала минус максимальный коэффициент ослабления приложения без учета потерь в оптическом пути (штрафа по мощности оптического тракта).

7.3 Максимальная средняя суммарная входная мощность – максимальная приемлемая суммарная входная мощность в точке MPI-RM.

7.4 Максимальная разность мощностей в канале – разность между наибольшим значением средней введенной в канал мощности и наименьшим значением средней введенной в канал мощности в один момент времени при заданной оптической пропускной способности в диапазоне независимо от числа каналов в приложении.

7.5 Максимальные потери в оптическом пути (штраф по мощности). Потери в пути – это наблюдаемое снижение чувствительности приемника (или эквивалентной чувствительности в случае многоканальных приложений) из-за искажения формы сигнала при прохождении по оптическому пути. Они проявляются как сдвиг кривых КОБ системы в сторону более высоких уровней входной мощности. Это соответствует положительным потерям в пути. Поскольку потери в пути приводят к изменению чувствительности приемника, они измеряются при заданном значении КОБ, например, BER=10–12.

Для приложений со скоростями передачи в канале, соответствующих классу NRZ 40G, значение оптических потерь в пути на 1 дБ выше, чем для более низких скоростей передачи, что позволяет учесть также потери, связанные с ПМД (как первого, так и второго порядка). Среднее значение случайных дисперсионных потерь из-за ПМД включено в допустимые потери в пути. В этом отношении комбинация передатчик/приемник должна допускать фактическую дифференциальную групповую задержку величиной 0,3 тактового интервала при максимальном снижении чувствительности приблизительно на 1 дБ (при 50 % оптической мощности в каждой основной поляризационной моде). Для правильно спроектированного приемника это соответствует потерям оптического пути 0,1…0,2 дБ для DGD, что соответствует уширению импульса на 0,1 тактового интервала.

7.6 Минимальная эквивалентная чувствительность – это минимальная чувствительность в точке MPI-RM, которая потребовалась бы для помещенного в точку MPI-RM приемника в многоканальных приложениях для достижения указанного максимума КОБ прикладного кода при удалении всех каналов, кроме одного (с идеальным фильтром, не имеющим потерь). При этом учитываются потери мощности, вызванные использованием передатчика при стандартных условиях работы с наихудшими значениями коэффициента гашения, времени нарастания и спада импульса, оптических возвратных потерь в точке MPI‑SM, деградации разъемов, перекрестных помех со стороны передатчика, оптического шума усилителя и погрешностей измерения. Она не включает потери мощности, связанные с дисперсией, флуктуацией, нелинейностью или отражениями в оптическом пути; эти эффекты определяются отдельно в распределении максимальных оптических потерь в пути. Однако необходимо учитывать то, что вводимая в канал в точке MPI-RM минимальная средняя мощность должна превышать минимальную эквивалентную чувствительность на значение оптических потерь в пути. Эффекты старения отдельно не определяются. Указываются значения для наихудшего случая и окончания эксплуатации (end-of-life).

7.7 Максимальный коэффициент отражения оптического сетевого элемента. Обратные отражения от ONE в кабельную систему определяются максимальным допустимым коэффициентом отражения ONE, измеренным в эталонной точке MPI-RM или MPI-R. Оптический коэффициент отражения определен ранее (см. пункт 6.5 2-го раздела).

 

3        Основные параметры элементов оптического линейного тракта

3.1     Основные характеристики одномодовых оптических волокон

 

3.1.1    Затухание и дисперсия в оптических волокнах

 

При организации передачи высокоскоростных данных в одномодовых ОВ возникают различные линейные и нелинейные искажения, приводящие к ухудшению параметров оптической системы передачи. Классификация этих искажений представлена на рисунке 3.1. Их учет необходим при проектировании линейного тракта.

Оптическое волокно характеризуется следующими основными параметрами:

– коэффициент затухания для всего диапазона рабочих длин волн, дБ/км;

– коэффициент хроматической дисперсии для всего диапазона рабочих длин волн, пс/(нм×км);

– длина волны нулевой дисперсии λ0, нм;

– наклон дисперсии в диапазоне рабочих длин волн в пс/нм2/км;

– коэффициент поляризационно-модовой дисперсии kPMD, пс/км1/2.

 

 

Рисунок 3.1 – Классификация искажений в ОВ

 

В соответствии с этими параметрами различают следующие типы одномодовых оптических волокон:

одномодовое волокно (SMF), определенное в Рекомендации МСЭ-Т G.652;

одномодовое волокно со сдвигом нуля дисперсии (DSF), определенное в Рекомендации МСЭ-Т G.653;

одномодовое волокно со сдвигом длины волны отсечки (CSF), определенное в Рекомендации МСЭ-Т G.654;

одномодовое волокно с ненулевой смещенной дисперсией (NZDSF), определенное в Рекомендации МСЭ-Т G.655;

одномодовое волокно для компенсации дисперсии (DCF);

– волокна с отрицательным наклоном дисперсии;

– волокна с очень большой эффективной площадью сечения.

В зависимости от спецификаций системы (скорости передачи данных и кодирования, числа длин волн, длины усилительного пролета, выходной мощности усилителя, длины звена связи и т. д.) могут быть использованы различные сочетания этих типов волокон, чтобы обеспечить производительность системы. В таком случае считается, что эта система является системой с управляемой дисперсией.

Коэффициент затухания ОВ определяется особенностями его производства, соответствием той или иной рекомендации. Общий вид зависимости коэффициента затухания для волоконно-оптического кабеля (ВОК) на основе стандартного одномодового ОВ в соответствии с Рекомендацией МСЭ-Т G.652 приведен на рисунке 3.2. Он учитывает потери на сростках, сделанных при установке и ремонте, и рабочий диапазон температур. В Рекомендации МСЭ-Т G.652 указывается, что значения затухания в составляют 0,3…0,4 дБ/км в области 1310 нм и 0,15…0,25 дБ/км в области 1550 нм. При этом диапазоны А и В используются для приложений большой дальности, C и D для приложений малой дальности и внутристанционных.

 

Рисунок 3.2 – Коэффициент затухания проложенного ВОК на основе стандартного одномодового ОВ

 

Среднеквадратическая дисперсия D стандартного одномодового ОВ в диапазоне длин волн 1200 < l < 1625 нм рассчитывается по формуле

 

, пс/(нм×км),

(3.1)

 

где S0 – наклон дисперсионной кривой конкретного ОВ на длине волны нулевой дисперсии, пс/(нм2×км), определяется паспортными данными на ОВ;

l – рабочая длина волны, нм;

l0min, l0max – минимальное и максимальное значения длины волны нулевой дисперсии ОВ, нм.

Для ОВ, выполненного в соответствии с требованиями Рекомендации МСЭ-Т G.655, типичные значения коэффициента хроматической дисперсии D в диапазоне длин волн 1550 нм и коэффициента наклона хроматической дисперсии S1550 при длине волны 1550 нм изменяются в зависимости от конкретной реализации (категории ОВ) и приведены в таблице 3.1. Эти значения можно использовать для вычисления коэффициента хроматической дисперсии при проектировании оптической линии:

 

пс/нм

(3.2)

 

Дисперсия накладывает ограничения на дальность передачи и верхнюю частоту передаваемых сигналов.

 

Таблица 3.1 – Параметры хроматической дисперсии ОВ G.655

Категория

Dmin

Dmax

Знак

D1550,пс/нм×км

S1550,пс/нм2×км

A

1,3

5,8

+

3,7

0,070

B

2,0

6,0

+

4,2

0,085

C

2,6

6,0

+

4,4

0,045

D

5,0

10,0

+

8,0

0,058

E

1,0

6,0

–2,3

0,065

 

Поляризационно-модовая дисперсия (ПМД) – основной механизм, с помощью которого все дефекты ОВ, связанные с его производством и размещением в оптическом кабеле, проявляются на характеристиках систем передачи. Влияние ПМД тем больше, чем выше скорость передачи в оптическом канале.

Главная физическая причина появления ПМД – некруглость профиля сердцевины одномодового волокна, которая обусловлена следующими факторами:

статическими:

-  собственно несовершенство заводского процесса вытяжки волокон;

-  скрутка волокон при изготовлении ВОК;

-  изгибы ВОК и как следствие механические деформации волокон проложенного кабеля;

динамическими:

-  изменение температуры окружающей среды – для ВОК, проложенного в грунте;

-  динамические деформации волокон (ветровые нагрузки, вариации температуры окружающей среды, деформации вследствие оледенения кабеля) – для подвесных ВОК.

Электрическое поле световой волны всегда можно представить в виде суперпозиции двух ортогональных векторов или состояний поляризации SоP (State of Polarization). В идеальном изотропном волокне при любом таком разбиении обе компоненты распространяются с одинаковой скоростью, и в результате прохождения такой среды длительность результирующего импульса остается такой же, что и на входе в волокно. В волокне с анизотропным профилем появляются два различных эффективных показателя преломления, соответствующие двум определенным перпендикулярным линейным поляризациям. Это приводит к разным групповым скоростям распространения сигналов или мод с такими поляризациями и появлению задержки приходящих сигналов на приемной стороне dt, которую принято называть дифференциальной групповой задержкой DGD (Differential Group Delay). Состояния поляризации, задающие самое быстрое и самое медленное распространение сигнала, называются быстрым и медленным главными состояниями поляризации PSP (Principal State of Polarization). Поскольку в традиционных ВОСП фотоприемник принимает сигнал одновременно от обоих SоP, то дифференциальная групповая задержка приводит к уширению результирующего сигнала. Оси линейных поляризаций быстрого и медленного PSP называются «быстрой» и «медленной» осями анизотропной среды (рисунок 3.3).

Рисунок 3.3 – Дифференциальная групповая задержка между модами двух состояний поляризации

 

В общем случае пассивная часть ВОСП представляет собой сложную систему, состоящую из сегментов волокон, соединенных последовательно в определенных точках путем разъемных или неразъемных (сварных) соединений. Отдельные участки ОВ имеют постоянные, но различные на каждом участке направления осей поляризации. В каждой из точек соединения происходит неконтролируемый и скачкообразный угловой поворот осей поляризации, что ведет к перераспределению энергии между ними в начале каждого последующего сегмента волокна. Так как направления осей поляризации соседних участков ОВ меняется случайным образом, форма и длительность оптического импульса претерпевают статистическое уширение.

Поляризационно-модовой дисперсией называют среднеквадратическое значение дифференциальной групповой задержки и определяют в соответствии с законом суммы независимых случайных величин по формуле

 

,

((3.3)

 

где DGDi(L) – дифференциальная групповая задержка i-го сегмента оптического тракта, i =1N, N – количество сегментов оптического тракта.

В свою очередь дифференциальная групповая задержка i-го сегмента вычисляется по формуле

 

,

((3.4)

 

где kPMD – коэффициент ПМД сегмента, пс/км0,5, указывается в паспортных данных на ОВ;

Li – протяженность i-го сегмента оптического тракта, км.

Обычно ПМД измеряется в пс (10–12 с). Значения ПМД различных компонентов ВОСП приведены в таблице 3.2.

 

Таблица 3.2 – Типичные значения ПМД в оптических компонентах

Компоненты ВОСП

PMD (пс)

Одномодовое оптическое волокно

1 м (приблиз.)

1 км

 

< 0,02
типовое > 0,5

Коннектор

< 0,01

Разветвитель

< 0,02

 

Несмотря на то что источником ПМД могут являться и другие активные и пассивные компоненты ВОСП, решающий вклад в ПМД вносит ОВ.

3.1.2    Нелинейные эффекты в ОВ

 

При организации передачи высокоскоростных данных в одномодовых ОВ возникают различные нелинейные искажения, связанные со следующими процессами (рекомендация МСЭ-Т G.663).

Фазовая автомодуляция (SPM).

Является одним из первых нелинейных эффектов, который начинает проявляться при мощностях оптического сигнала примерно 8…10 мВт. SPM обусловлена зависимостью показателя преломления ОВ от интенсивности оптического сигнала. При изменении во времени интенсивности оптического сигнала изменяется показатель преломления ОВ, что и вызывает модуляцию фазы. Этот эффект называют фазовой автомодуляцией. В оптических передающих системах фазовая автомодуляция постепенно уширяет спектр сигнала вследствие изменения фазы из-за изменения оптической интенсивности (рисунок 3.4). В присутствии вызванного SPM уширения спектра сигнал испытывает более сильное временнoе уширение при распространении по ОВ из-за влияния хроматической дисперсии в области нормальной дисперсии ОВ (т. е. при длине волны меньше длины волны с нулевой дисперсией). Наоборот, в области аномальной дисперсии хроматическая дисперсия и SPM могут компенсировать друг друга, что приводит к меньшему уширению во времени. На этом явлении основана известная картина распространения солитона.

В общем случае влияние SPM существенно только в системах, обладающих высокой общей дисперсией, или системах с очень большой дальностью действия, таких, как подводные системы с оптическими усилителями. Системы, работающие в режиме нормальной дисперсии, которые ограничены с точки зрения дисперсии, могут не допускать дополнительных воздействий из-за SPM.

В системах WDM с очень малым разносом каналов вызванное SPM уширение спектра может также вызвать интерференцию между соседними каналами. Влияние SPM может также вызвать ухудшение при сочетании с узкополосной оптической фильтрацией. Поскольку SPM по существу является одноканальным эффектом, на нее не влияет большое количество каналов. Потери из-за искажений, вызванных SPM, увеличиваются при повышении вводимой в канал мощности. Кроме того, они увеличиваются при более высоких скоростях передачи в канале, поскольку сигналы с более высокими скоростями передачи имеют более крутые передние и задние фронты импульсов.

 

 

изменение

частоты

оптической

несущей

 

 

 

интенсивность оптического

излучения

 

 

Рисунок 3.4 – Изменение во времени фазового сдвига и импульсов

с линейной ЧМ, вызванное SPM

 

Влияние SPM может быть уменьшено при работе на длинах волн, превышающих длину волны оптического волокна с нулевой дисперсией, согласно Рекомендациии МСЭ-Т G.655. Потери от SPM также уменьшаются при использовании оптических волокон с увеличенной эффективной площадью сечения волокна или с уменьшенной нелинейностью показателя преломления. Для всех конструкций оптических волокон влияние SPM может быть уменьшено при снижении вводимой в канал мощности, однако тенденции при проектировании систем требуют повышения мощности для обеспечения более протяженных участков.

Перекрестная фазовая модуляция (XPM).

В многоканальных системах изменение во времени оптической интенсивности приводит к изменениям фазы из-за взаимодействия оптических сигналов соседних каналов. Такое явление называется перекрестной фазовой модуляцией. ХРМ постепенно уширяет спектр сигнала. Обусловленная XPM степень уширения спектра связана с разносом каналов и хроматической дисперсией ОВ, так как вызванное дисперсией различие групповых скоростей приводит к разделению взаимодействующих импульсов по мере их распространения по оптическому волокну. Если XPM вызывает уширение спектра, то сигнал подвергается более значительному временнoму уширению при распространении по ОВ из-за действия хроматической дисперсии.

Ухудшение работы системы из-за XPM проявляется в большей степени при уменьшении разноса каналов. Как отмечено в случае SPM, изменение фазы сигнала связано с изменением показателя преломления ОВ, которое, в свою очередь, связано с мощностью в канале. Повышение средней вводимой мощности приводит к увеличению сдвигов фазы, которые затем объединяются с явлениями дисперсии и приводят к еще большим ухудшениям работы системы.

Ухудшения от XPM более существенны при работе по ОВ в соответствии с Рекомендации МСЭ-Т G.652, чем при работе по ОВ в соответствии с Рекомендациями МСЭ-Т G.653 и G.655. Уширение из-за XPM может привести к интерференции между соседними каналами в WDM-системах.

При любой конструкции ОВ для уменьшения влияния XPM необходимо снижать вводимую в канал оптическую мощность, однако при проектировании систем для обеспечения более протяженных участков ее же необходимо увеличивать.

Четырехволновое смешение (FWM).

Четырехволновое смешение (FWM) возникает тогда, когда взаимодействие двух или трех оптических сигналов с различными длинами волн формирует новые оптические сигналы, называемые продуктами смешения или боковыми полосами, на других длинах волн. Это взаимодействие происходит главным образом между сигналами в WDM-системах.

В случае двух сигналов модуляция интенсивности на частоте их биения модулирует показатель преломления ОВ и вызывает модуляцию фазы на разностной частоте. Фазовая модуляция создает две боковые полосы на частотах, определяемых этой разностью. В случае трех сигналов формируются дополнительные и более сильные продукты смешения (рисунок 3.5), которые попадают непосредственно в соседние каналы передачи сигналов, если разнос каналов совпадает с частотой. Две оптические волны, распространяющиеся по ОВ, эффективно формируют FWM, если выполняется условие согласования фаз между боковыми полосами и исходными сигналами.

Формирование боковых полос FWM может привести к существенному снижению мощности сигнала.

Кроме того, если продукты смешения попадают прямо в каналы передачи сигналов, они вызывают параметрическую интерференцию, которая проявляется как увеличение или уменьшение амплитуды импульса сигнала в зависимости от взаимодействия фаз сигнала и боковой полосы.

Параметрическая интерференция вызывает уменьшение раскрыва глаз-диаграммы на выходе приемника, что ухудшает показатели коэффициента ошибок по битам. Многоканальные системы развиваются в направлении увеличения количества каналов, что повышает количество возможных продуктов смешения, попадающих в каналы передачи сигналов.

 

Подпись: Мощность, дБм

Длина волны, нм

 

Рисунок 3.5 – Оптический спектр, измеренный на выходе волоконно-оптической линии длиной 25 км на основе ОВ со смещенной дисперсией

 

Вызванное FWM ухудшение работы системы может быть уменьшено за счет увеличения разноса каналов по частоте и применения хроматической дисперсии для нарушения согласования фаз между взаимодействующими волнами. Однако тенденция развития систем заключается в уменьшении разноса каналов по частоте, что позволяет использовать больше каналов в одной оптической полосе пропускания. Кроме того, поскольку вводимая в канал мощность повышается, влияние FWM (а следовательно, и ухудшение работы систем) также увеличивается.

3.1.3    Влияние линейных и нелинейных искажений

 

Нелинейные оптические явления, такие как SPM в одноканальных системах или XPM и FWM в системах WDM, воздействуют на систему высокоскоростной передачи с несколькими участками с полной компенсацией дисперсии. Их воздействие увеличивается с повышением входной оптической мощности. В результате характеристики системы могут быть существенно ухудшены этими нелинейными эффектами, если вводимая в ОВ оптическая мощность становится очень большой.

Обычно влияние нелинейных эффектов на системы WDM оценивают с использованием инструментов численного моделирования.

Так как, с одной стороны, характеристики системы ухудшаются при низкой входной оптической мощности из-за малого отношения оптический сигнал/шум, получаемого на конце линии передачи, следует искать компромисс между малой входной мощностью (ограничение OSNR) и большой входной мощностью (ограничение нелинейными эффектами). В целях обеспечения наилучших характеристик системы при нахождении оптимальной рабочей точки необходимо учитывать:

-   тип ОВ, используемого для передачи;

-   схему компенсации дисперсии;

-   длину участка;

-   оптическую выходную мощность в линии;

-   разнос каналов.

 

3.2     Оптический передатчик

 

Оптический передатчик характеризуется целым рядом параметров, из которых в процессе проектирования линейного тракта необходимо учитывать следующие.

1. Тип источника оптического излучения – используются лазерные диоды с несколькими продольными модами (MLM) и одной продольной модой (SLM).

2. Излучаемая оптическая мощность. Этот параметр лазерных диодов подробно описан в разделе 2.

3. Максимальная ширина спектра источников с SLM и с MLM.

Для источников с одной продольной модой (SLM) ширина спектра определяется как полная ширина наибольшего спектрального пика, измеренная на 20 дБ ниже максимальной амплитуды пика.

Максимальная (RMS) или стандартная девиация σ (нм) спектрального распределения лазера с несколькими продольными модами (MLM) относится ко всем модам лазера, которые не более чем на 20 дБ ниже пиковой моды. Эта спецификация требуется только для систем с лазером MLM на 1310 нм.

4. Частотно-модулированный импульс. Этот параметр («chirp») определен в Рекомендации МСЭ-Т G.691. Параметр линейной частотной модуляции частоты источника (также известный как параметр α) определяется следующим образом:

 

,

((3.5)

 

 

где φ – оптическая фаза сигнала,

P – мощность сигнала.

Следует отметить, что определенный таким образом параметр линейной частотной модуляции на протяжении импульса не постоянен. Следовательно, импульс может иметь нулевое значение усредненного параметра линейной частотной модуляции, и все же не будет свободен от частотной модуляции. Положительный параметр линейной частотной модуляции соответствует положительному сдвигу частоты (сдвиг в область синего участка спектра) во время нарастания импульса и отрицательному сдвигу частоты (сдвиг в область красного участка спектра) – во время спада импульса. Как правило, параметр линейной частотной модуляции модулятора лежит в пределах от – 1 до +1 рад, тогда как переход при включении стандартного лазера может иметь параметр линейной частотной модуляции 10…100 рад.

Спецификация частоты линейной частотной модуляции требуется для регулирования и описания изменения фазы сигнала, которая еле видна в спектре мощности, определяемом другими параметрами.

Изменение фазы сигнала может использоваться для получения «пикового качества» системы, например, за счет компрессии импульса в ходе линейной частотной модуляции, также может использоваться для изменения характера нелинейности из-за изменения мощности.

5. Собственный шум источника оптического излучения (см. раздел 2).

 

3.3     Оптические усилители: классификация, основные параметры

 

Различные категории приложений ОУ определяются в зависимости от используемой технологии и видов применения самого OУ. По видам применения различают следующие ОУ.

Усилитель мощности – это ОУ с высоким значением мощности насыщения, предназначенное для использования непосредственно на выходе оптического передатчика для увеличения уровня мощности сигнала.

Предусилитель – это ОУ с очень низким уровнем шума, предназначенный для использования непосредственно на входе ОПр для увеличения его чувствительности.

Линейный усилитель – это ОУ с низким уровнем шума, предназначенный для использования между участками пассивного волокна для увеличения расстояния между оконечным оборудованием системы передачи (участка регенерации), для компенсации потерь на ответвление в сети оптического доступа.

OAT – это подсистема, в которой усилитель мощности объединен с ОПд, что обеспечивает повышение мощности передатчика.

OAR – это подсистема, в которой предусилитель объединен с ОПр, что обеспечивает повышение чувствительности приемника.

Схемы включения оптических усилителей могут быть разнообразными. На рисунке 3.6 представлены схемы включения усилителя мощности и предварительного усилителя, С – разъемное соединение (коннектор).

а

б

 

а – схема включения ОАТ; б – схема включения ОАR

 

Рисунок 3.6 – Схемы включения оптических усилителей

 

Оптические усилители, включенные в оптический тракт, рассматриваются как отдельный оптический сетевой элемент, размещенный между эталонными точками S и R (рисунок 3.7).

 

 

Рисунок 3.7 – Схемы включения линейных оптических усилителей

 

Как уже отмечалось, ОУ классифицируются по ряду признаков: месту использования в линейном тракте, количеству усиливаемых каналов, диапазону усиливаемых длин волн, способу реализации и пр. Типы ОУ и их соответствующие спецификации приведены в Рекомендациях МСЭ-Т G.661, G.662 и G.663. Определения линейных усилителей для многоканальных систем большой протяженности даны в Рекомендации МСЭ-Т G.692. Полный список общих параметров усилителей приведен в Рекомендации МСЭ-Т G.661. При разработке конкретной системы учитывается лишь часть из этого набора параметров.

Использование ОУ в линейном тракте ВОСП приводит, с одной стороны, к увеличению протяженности участка регенерации, с другой – при проектировании оптического линейного тракта необходимо учитывать эффект накопления шумов оптических усилителей.

Независимо от назначения ОУ с точки зрения проектирования линейного тракта ОУ характеризуется следующими параметрами (рисунок 3.8):

– номинальная входная мощность сигнала;

– номинальная выходная мощность сигнала;

– усиление в режиме малого сигнала;

– номинальное усиление (коэффициент усиления);

– мощность спада усиления;

– мощность насыщения;

– коэффициент шума (NF) или шум-фактор;

– мощность усиленного спонтанного излучения;

– поляризационная чувствительность;

– спектральная ширина и равномерность коэффициента усиления в полосе усиления.

 

 

Рисунок 3.8 – Параметры оптического усилителя

 

Коэффициент усиления (G) – один из самых важных параметров ОУ. Коэффициент усиления зависит от длины волны сигнала, состояния поляризации на входе, мощности усиливаемого сигнала.

Коэффициент усиления измеряется или в разах или в дБ, определяется как отношение средних выходной Pвых и входной Pвх мощностей за вычетом вклада усиленного спонтанного излучения ASE самого усилителя:

 

 

Если мощности входного и выходного сигналов выражены в логарифмических единицах (дБм), то коэффициент усиления равен разности уровней мощностей выходного pвых и входного pвх сигналов:

 

g = pвыхpвх.

(3.6)

 

Мощность насыщения – определяет максимальную выходную мощность усилителя, при которой выходная мощность равна входной; иными словами, это мощность, при которой коэффициент усиления ОУ равен 1 (0 дБ) (рисунок 3.9). Точка спада усиления определяет выходную мощность усилителя, при которой коэффициент усиления уменьшается на 3 дБ.

Усиленное спонтанное излучение является основным источником шумов ОУ и связано непосредственно с механизмом усиления.

 

Рисунок 3.9 – Коэффициент усиления ОУ

 

В отсутствие входного сигнала ОУ является источником спонтанного излучения фотонов, которые, распространяясь по волокну активной зоны ОУ, тиражируются, создавая вторичные фотоны на той же длине волны, с той же фазой, поляризацией и направлением распространения, что и получило название – усиленное спонтанное излучение – ASE. Усиленное спонтанное излучение создает вклад в мощность шума на выходе ОУ величиной

 

РASE = hnDn(G – 1)nSP/h

(3.7)

где h – постоянная Планка (6,65210-34 Втс2);

n – частота сигнала, Гц;

Dn – полоса частот оптического сигнала, Гц;

G – коэффициент усиления оптического усилителя;

nSP – коэффициент спонтанной эмиссии, зависящий от средних населенностей рабочих уровней, как правило, при G >> 1 nSP = 1;

h – квантовая эффективность.

Отнесенная ко входу мощность усиленного спонтанного излучения идеального квантового усилителя в полосе частот сигнала Dn при G >>1 и nSP » h »1 будет равна

РASE = hnDn.

(3.8)

 

Для характеристики качества ОУ используется коэффициент шума nf (Noise Figureшум-фактор). Коэффициент шума является мерой ухудшения оптического отношения сигнал/шум (ООСШ) входного когерентного сигнала при прохождении через оптический усилитель:

 

nf = ОSNRвх / OSNRвых.

(3.9)

 

где ОSNRвх – собственное ОСШ для оптического сигнала на входе ОУ;

OSNRвыхОСШ для оптического сигнала на выходе ОУ.

При прохождении сигнала через ОУ выполняются соотношения:

 

Pвых = PвхG; Pш вых = Pш вх G×nf.

 

С учетом (3.8) мощность шума на выходе ОУ имеет вид

 

Pш вых = hnDn×G×nf.

 

Теоретически минимально возможное значение коэффициента шума ОУ с большим коэффициентом усиления (при G >> 1) и nсп = 2 равно nf = 2 (3 дБ).

В качестве примера в таблице 3.3 приведены типовые значения параметров одноканальных мощного и предварительного усилителей.

 

Таблица 3.3 – Параметры одноканальных оптических усилителей.

Параметр

Значение

Бустер (ВОА)

Диапазон входной мощности, дБм

10…+10

Максимальная выходная оптическая мощность (при входной мощности 0 дБм, λ =1550 нм), дБм

+22

Коэффициент усиления, дБ

20

Равномерность коэффициента усиления в полосе усиления, дБ

< 1,0

Максимальные допустимое отражение на выходе, дБ

– 27

Уровень мощности ASE, дБм

< – 20

Коэффициент шума, дБ

5

Диапазон рабочих длин волн, нм

1530…1565

Предварительный оптический усилитель (РОА)

Диапазон выходной мощности, дБм

16…9

Максимальная выходная оптическая мощность, дБм

+ 9

Коэффициент усиления в режиме малого сигнала, дБ

20

Равномерность коэффициента усиления в полосе усиления, дБ

< 0,5

Максимально допустимое отражение на выходе, дБ

27

Диапазон рабочих длин волн, нм

1530…1565

 

4         Инженерные методики проектирования линейного тракта оптических систем передачи

4.1   Проектирование одноканальной системы по «худшему случаю»

 

«Худший случай» при проектировании линейного тракта – это случай, когда оптические системы в транспортных сетях определяются оптическими и электрическими системными параметрами с их максимальными и минимальными значениями в конце срока службы (см. параметры оптических элементов и оптических интерфейсов: Рекомендации МСЭ-Т G.955, G.957, G.691, G.692, G.959.1).

Бюджеты мощности оптических систем, одноканальных (Рекомендации МСЭ-Т G.957 и G.691) и многоканальных (Рекомендация МСЭ-Т G.959.1), задаются следующими оптическими параметрами при рассмотрении для «худшего случая», определенными в соответствующем оптическом интерфейсе:

-    максимальная средняя выходная мощность (канала) – PS max (Вт) или pS max (дБм);

-    минимальная средняя выходная мощность (канала) – PS min (Вт) или pS min (дБм);

-    максимальная средняя общая выходная мощность (для многоканальных применений) – PSS (Вт) или pSS (дБм);

-    максимальное ослабление (затухание);

-    минимальное ослабление (затухание);

-    максимальная хроматическая дисперсия;

-    минимальная хроматическая дисперсия;

-    максимальная дифференциальная групповая задержка (DGD);

-    максимальная средняя входная мощность (канала) – PR max (Вт) или pR max (дБм);

-    максимальная средняя общая входная мощность (для многоканальных применений) – PRS (Вт) или pRS (дБм);

-    минимальная чувствительность приемника (или минимальная эквивалентная чувствительность) – PR0 (Вт) или рR0 (дБм);

-    максимальное ухудшение оптического тракта - DA, дБ.

Минимальная чувствительность приемника (для «худшего случая» в конце срока службы) определяется как минимальное допустимое значение средней принимаемой оптической мощности в точке MPI-R при заданном коэффициенте ошибок по битам, например, BER = 1×10–12. Состояние «худший случай» определяется худшими значениями параметров оптического интерфейса в точке MPI-S, ухудшением соединителя оптического приемника, измерительными допусками и влиянием старения.

Оптические системы, ограниченные по протяженности именно затуханием оптоволокна, могут работать с использованием ОУ (усилителей мощности, линейных и/или предусилителей) (Рек. МСЭ-Т G.661, G.662, G.663).

На рисунке 4.1 показана взаимосвязь оптических параметров для худшего случая.

Для определения длины участка регенерации (между оконечным оборудованием пользователя, в котором осуществляются электрооптическое и оптоэлектронное преобразования) одноканальной ВОСП без оптических усилителей достаточно воспользоваться следующей методикой. При известных для выбранного оптического интерфейса уровне минимальной средней излучаемой оптическим передатчиком мощности pS min и чувствительности приемника рR0 бюджет оптической мощности П определяется как

 

П = pS minрR0 , дБ

(4.1)

 

Подпись: Уровень птической мощности, дБм

 

Рисунок 4.1 – Взаимосвязь оптических параметров

 

Суммарные потери участка линейного тракта между точками S и R определяются по формуле

 

АΣ(Lрг1)= αкм∙Lрг1 +nр∙αp+nн(Lрг1)∙αнзап +DA,

(4.2)

 

где αкмкилометрическое затухание в оптическом волокне на заданной длине волны, дБ/км;

Lрг1 – общая длина участка регенерации, км;

αp – затухание в разъемных соединениях, дБ;

nр – количество разъемных соединений в линейном тракте;

αн – затухание в неразъемном (сварном) соединении, дБ;

nн(Lрг1) – количество неразъемных соединений, которое связано с протяженностью участка регенерации и строительной длиной ОВ по формуле

 

,

(4.3)

 

Lстр – строительная длина оптического кабеля, км;

Азап – энергетический запас на ухудшение параметров оптического тракта;

DA – штраф по мощности оптического тракта, зависящий от влияющих на прохождение оптического сигнала по линейному тракту явлений: межсимвольных искажений, отражений и т.д.

Протяженность участка регенерации Lрг1 находится из выражения:

 

П = pS minрR0 = АΣ(Lрг1).

(4.4)

 

В Рекомендации МСЭ-Т G.957 предлагаются следующие эталонные значения максимального коэффициента затухания при расчете систем: 3,5 дБ/км – для внутристанционных приложений, 0,8 дБ/км – для приложений малой дальности, 0,5 дБ/км и 0,3 дБ/км – для приложений большой дальности на длинах волн 1310 нм и 1550 нм соответственно.

4.2                Коэффициент ошибок по битам и Q-фактор

 

Определим связь между чувствительностью приемника рR0 и коэффициентом ошибок по битам (КОБ).

Чувствительность приемника, как уже отмечалось, соответствует минимальной оптической мощности на входе оптического приемника, при которой обеспечивается требуемый КОБ. В кодах применения, указанных в Рекомендациях МСЭ-Т G.691, G.692 и G.959.1, используется расчетная норма для оптического участка на КОБ не более 10–12 в конце срока службы. Требования для оборудования SDH взяты из Рекомендации МСЭ-Т G.826 (и более новой Рекомендации МСЭ-Т G.828), а соответствующие требования для применений OTN даются в Рекомендации МСЭ-Т G.8201. Для кодов применения, указанных в Рекомендации МСЭ-Т G.957, КОБ в конце срока службы не должен превышать 10–10, так как во время их разработки предъявлялись менее строгие требования.

Как известно, КОБ непосредственно определяется электрическим отношением сигнал/шум (ЭОСШ) в точке принятия решения (регенерации), которое рассчитывается по формуле

 

.

(4.5

 

где μ1,0 – среднее значение напряжений (токов) при передаче «1» и «0»,

σ1,0 – среднеквадратичные отклонения действующего на соответствующий электрический сигнал шума.

Шум имеет нормальное (гауссовское) распределение с нулевым средним значением. Среднеквадратическое отклонение соответствует действующему значению напряжения (тока) шума. Предполагается, что шум воздействует на оба уровня неодинаково (рисунок 4.2).

В соответствии с общей теорией приема цифровых сигналов КОБ при регенерации сигнала в двухуровневом коде определяется выражением

 

(4.6)

 

где дополнительная функция ошибок определяется как

 

.

(4.7)

 

КОБ, равному ВЕR = 10–12, соответствует значение Q ≈ 7,03. Зависимость BER от значения ЭОСШ в точке принятия решения приведена на рисунке 4.3.

 

Uпор

 

Рисунок 4.2 – Соотношение между функцией плотности вероятности

и коэффициентом ошибок по битам

 

lgBER

 

ЭОСШ, раз

 

 

Рисунок 4.3 – Зависимость КОБ от значения ЭОСШ

 

Для расчета КОБ по известному значению Q могут использоваться приведенные ниже аппроксимационные функции.

Для Q > 3:

,

(4.8)

 

для всех значений Q:

 

.

(4.9)

 

 

 

Q-фактор можно определить как отношение электрический сигнал–шум (ЭОСШ) на входе решающей схемы приемника. ЭОСШ учитывает все явления, создающие искажения в исследуемой точке внутри оптической сети.

Если при расчете ЭОСШ учитываются только шумы оптического приемника, то чувствительность рассчитывается на основе эквивалентной шумовой схемы, представленной на рисунке 4.4. В этой модели учитываются следующие источники шумов:

-   Iдр – дробовый шум фотодиода;

-   Iтепл – тепловой шум сопротивления в цепи смещения фотодиода или в цепи обратной связи в случае использования трансимпедансного усилителя;

-   Iу – эквивалентный токовый источник шума усилителя, включающий тепловые и дробовые шумы усилителя;

-   IR0 – сигнальный фототок.

Рисунок 4.4 – Шумовая модель оптического приемника

 

Токовая чувствительность S оптоэлектронного преобразователя (фотодиода) определяется как отношение [1]:

 

S = IR0 / PR0,

(4.10)

 

где PR0 – среднее значение оптической мощности, падающей на фоточувствительную площадку фотодиода, Вт;

IR0 – среднее значение сигнального фототока, А.

Действующее значение шумового тока, связанное с наличием дробовых шумов фотодиода, определяется выражением

 

Iдр = (2е(IR0 М 2+ IТ)В)1/2 ,

(4.11)

 

где e – заряд электрона, e = 1,610-19 Кл;

М – коэффициент лавинного умножения лавинного фотодиода (ЛФД), для p-i-n фотодиода М = 1;

х – коэффициент избыточного шума ЛФД;

В – полоса пропускания оптического приемника, Гц;

IТтемновой ток, А.

Темновой ток протекает при обратном смещении фотодетектора через нагрузку в отсутствие падающего на фотодиод излучения. Его величина зависит от материала полупроводника, температуры окружающей среды, конструкции фотоприемника. Этот ток добавляется к току полезного сигнала, когда на фотодиод поступает свет.

Действующее значение шумового тока, связанного с тепловыми шумами сопротивления нагрузки R, определяется выражением:

 

Iтепл = (4kTB / R)1/2 ,

(4.12)

 

где k – постоянная Больцмана, k=1,3810–23 Дж/К;

Т – абсолютная температура, К;

R – сопротивление нагрузки, Ом.

При этом сопротивление нагрузки R и суммарная емкость входной цепи C= Cфд+Су выбираются таким образом, чтобы обеспечить требуемую неравномерность в полосе частот сигнала. При допустимой неравномерности в полосе пропускания b дБ сопротивление нагрузки R выбирается из условия:

 

.

(4.13)

 

Полный шумовой ток оптического приемника IS определяется как среднее квадратичное значение всех источников шумов (дробового, теплового и шумов предварительного усилителя):

 

IS = (Iдр2 +Iтепл2 +Iу2 )1/2.

(4.14)

 

Результирующее выражение для расчета ЭОСШ (Q-фактора) будет иметь вид

 

.

(4.15)

 

 

Из этого выражения и определяется та минимальная оптическая мощность PR0 на входе оптического приемника (в точке R), при которой и обеспечивается заданный КОБ.

4.3     Влияние дисперсионных свойств оптического волокна на протяженность оптического тракта

 

Наличие в оптическом линейном тракте дисперсионных явлений учитывается заведомым превышением чувствительности оптического приемника pR0 на величину, равную штрафу по мощности DA.

 

pR min = pR0 + DA.

(4.16)

 

Рассмотрим этот механизм более подробно.

В процессе распространения по ОВ длительность оптических импульсов увеличивается – импульсы уширяются. При достаточно большом уширении импульсы начинают перекрываться – возникают межсимвольные искажения, приводящие к неправильному восстановлению импульсов в процессе регенерации и увеличению коэффициента ошибок по битам.

Явление уширения импульсов – дисперсия – имеет размерность времени и определяется как квадратичная разность длительностей импульсов на выходе τR и входе τS оптического кабеля длины L

 

(4.17)

 

При этом уширение импульса не должно превышать величины, при которой возникающие межсимвольные искажения приводят к ухудшению КОБ, определенного соответствующим оптическим интерфейсом. Для аппроксимации формы импульса как на входе, так и на выходе ОВ удобно воспользоваться гауссовской функцией (рисунок 4.5):

 

,

(4.18)

 

где t0 – длительность импульса по уровню .

Если предположить, что половина длительности входного импульса по уровню половинной мощности (уровню 0,5) равна t1 (tR = 2t1 = Т), то с параметром t0 она связана соотношением

 

(4.19)

 

Для оценки межсимвольной помехи, связанной с дисперсией в ОВ, используется e-параметр, численно равный доле тактового интервала, до которого допускается уширение импульса (по уровню половинной мощности) при допустимом ухудшении оптического тракта из-за хроматической дисперсии. Если предположить, что дисперсия в ОВ приводит к межсимвольным искажениям и мешающее влияние в момент регистрации импульса на соседнем тактовом интервале оценивается как РП (рисунке 4.5), то это приведет к ухудшению ОСШ в момент регистрации.

В таблице 4.1 приведены значения ε-параметра для некоторых значений штрафа по мощности.

Подпись: Нормированное значение 
оптической мощности

Рисунок 4.5 – К определению хроматической дисперсии

 

Таблица 4.1 – Ухудшение мощности для некоторых значений ε-параметра

Штраф по мощности DA, дБ

ε-параметр

0,5

0,203 ≈ 0,2

1

0,305 ≈ 0,3

2

0,491 ≈ 0,48

 

При передаче сигнала по одномодовому ОВ уширение импульсов происходит за счет хроматической и поляризационно-модовой дисперсий.

Хроматическая дисперсия D в одномодовом ОВ является комбинацией материальной и волноводной дисперсий. Материальная дисперсия обусловлена зависимостью показателя преломления волокна от длины волны. Волноводная дисперсия обусловлена зависимостью коэффициента распространения моды от длины волны.

С точки зрения передатчика это происходит по двум причинам.

Одна причина – это наличие разных длин волн в оптическом спектре источника (рисунок 2.4). Каждая длина волны имеет отличающиеся фазовую задержку и групповую задержку в волокне, поэтому выходной импульс искажается во времени.

Другой причиной является модуляция источника, которая сама имеет два явления. Первое явление заключается в том, что в модулированном сигнале содержатся частоты разложения Фурье. При увеличении битовых скоростей ширина частот модуляции сигнала тоже увеличивается и может стать сравнимой с шириной оптических частот источника или может ее превысить.

Другое явление заключается в частотной модуляции, которая появляется, когда спектр длин волн источника изменяется на протяжении импульса. Принято, что положительный частотно-модулированный импульс в передатчике присутствует тогда, когда во время нарастания/спадания импульса спектр сдвигается в сторону коротких/длинных волн, соответственно.

При положительном коэффициенте дисперсии волокна более длинные волны задерживаются по отношению к более коротким длинам волн. Следовательно, если знаком произведения частотной модуляции и дисперсии является плюс, то два процесса объединяются для образования расширения импульса. Если произведение отрицательно, то может появиться сжатие импульса на начальном участке волокна, далее ширина импульса достигнет минимума, а затем будет расширяться снова вместе с возрастанием дисперсии.

Для расчета хроматической дисперсии используется методика, изложенная в [5], где вид линейного кодирования учитывается заполнением тактового интервала f, при этом для кода RZ f < 1, для кода NRZ f = 1. При битовой скорости передачи B, бит/с, в волокне длиной Lрг2 км с коэффициентом дисперсии D пс/(км×нм), на средней длине волны источника λ, м (не в нм) максимальная допустимая для участка оптического тракта хроматическая дисперсия будет равна

 

, пс/нм,

(4.20)

 

 

 

где с – скорость света, с = 299792458 м/с;

sn – среднеквадратичная ширина спектра излучения источника (по уровню 1/е1/2) в частотной области;

e – параметр, численно равный доле тактового интервала, до которого допускается уширение импульса (по уровню половинной мощности) при допустимом штрафе оптического тракта из-за хроматической дисперсии.

На практике используется гауссовская аппроксимация спектра излучаемой лазерным диодом оптической мощности:

 

(4.21)

 

где sl среднеквадратичная ширина спектра излучения источника.

Ширина (по уровню минус 20 дБ) спектра длин волн Γλ связана со среднеквадратичной шириной спектра соотношением

 

(4.22)

 

В свою очередь ширина (по уровню минус 20 дБ) спектра длин волн Γλ связана с шириной (по уровню минус 20 дБ) спектра источника на оптической частоте Γν формулой

 

(4.23)

 

Как видно из формулы 4.20, среднеквадратичная ширина спектра модулированного источника равна сумме ширины спектров модуляции и оптической частоты:

(4.24)

 

Произведение DLрг2 определяет допустимую хроматическую дисперсию в ОВ, которая нормируется в оптическом интерфейсе в расчете на 1 нм ширины спектра излучения источника и измеряется в пс/нм.

К уменьшению хроматической дисперсии ведет использование более когерентных источников излучения (с меньшей шириной спектра излучения) и рабочей длиной волны, близкой к длине волны нулевой дисперсии.

На рисунке 4.5 в качестве примера приведено семейство графиков, рассчитанных по формуле (4.20) при e = 0,3 (штраф оптической мощности не более 1 дБ) и разных значениях битовой скорости В = 2,5; 10; 40 Гбит/с в зависимости от ширины спектра излучения источника. Как видно из рисунка, с увеличением ширины спектра источника уменьшается максимальная допустимая хроматическая дисперсия. Однако с увеличением скорости передачи это уменьшение не так ярко выражено, так как растет влияние ширины спектра модуляции.

Допустимую протяженность участка регенерации можно определить непосредственно из формулы (4.25):

 

, км

(4.25)

 

 

 

Можно также воспользоваться графиками рисунка 4.6, разделив соответствующее значение DLрг2 при известной ширине спектра излучения источника на значение километрической хроматической дисперсии D, пс/нм×км.

Итак, при определении протяженности участка регенерации при работе по ОВ с учетом дисперсионных свойств оптического линейного тракта используется условие: максимальное значение хроматической дисперсии в оптическом линейном тракте не должно превышать значений, при которых ухудшение оптического тракта по мощности DА превысило бы заданное значение, определяемое e-параметром (см. таблицу 4.1).

 

Подпись:

Рисунок 4.6 – Зависимость произведения DL от ширины спектра

излучения источника

 

Из двух величин протяженности участка регенерации при работе по ОВ, рассчитанных с учетом дисперсионных свойств оптического линейного тракта (Lрг2) и энергетических свойств (Lрг1), выбирается наименьшее значение, которое и будет являться протяженностью участка регенерации волоконно-оптической линии связи.

Если в результате расчетов Lрг2 > Lрг1, можно сделать вывод, что реальное ухудшение по мощности оптического тракта за счет влияния хроматической дисперсии будет меньше допустимого значения DА.

Если же оптические системы ограничены по длине передачи хроматической дисперсией волокна Lрг2 < Lрг1, необходимо реализовывать определенные процессы компенсации дисперсии (см. Рекомендацию МСЭ-Т G.691) для преодоления ограничения на протяженность линейного тракта.

Еще раз следует напомнить, что ухудшения по мощности, связанные с оптическим трактом (такие, как хроматическая дисперсия волокна или поляризационно-модовая дисперсия, шумы оптических усилителей и т.п), учитываются в максимальном ухудшении оптического тракта, а не в минимальной чувствительности приемника. При этом минимальная усредненная оптическая мощность на входе приемника должна превышать минимальную чувствительность приемника на величину ухудшения оптического тракта.

На рисунке 4.7 представлены графики, отражающие зависимость электрического ОСШ в точке регенерации от падающей на фотодетектор оптической мощности (чувствительности оптического приемника). Как видно из рисунка, в случае достаточно больших уровней входной мощности или когда преобладают дробовые шумы оптического приемника, изменение чувствительности на 1 дБ приводит к изменению ЭОСШ также на 1 дБ. Для малых уровней входной мощности это условие выполняется с запасом.

 

 

Сплошная линия – ОСШ с учетом только дробовых шумов оптического приемника

Пунктирная линия – ОСШ с учетом дробовых и тепловых шумов оптического приемника

 

Рисунок 4.7 – Связь между чувствительностью и ОСШ

в точке регенерации

 

Влияние PMD на передачу оптического сигнала в соответствии с [5] учитывается следующим образом. При передаче цифровых сигналов в коде NRZ со скоростями до 40 Гбит/с PMD устанавливается в размере 0,3 длительности тактового интервала, что соответствует ухудшению (штрафу по мощности) оптического тракта DА = 1 дБ, и 0,2 длительности тактового интервала для ухудшения оптического тракта DА = 0,5 дБ.

4.4    Расчет оптического отношения сигнал/шум цепочки оптических усилителей

 

В линии связи, использующей разнообразные оптические сетевые элементы, необходим учет и их источников шумов, что учитывается оптическим ОСШ (OОСШ).

В системах, в которых последовательно включены ОУ, шум ASE накапливается от вкладов всех ОУ. Поэтому ООСШ ухудшается после каждого ОУ. Показатель ООСШ полезен для наблюдения и определения рабочей характеристики оптического усилителя. Для оценки ООСШ при проектировании для худшего случая в [5] предлагается следующая методика.

Для многоканальной системы с числом пролетов N, с усилителем мощности, с числом линейных усилителей N–1 и с предусилителем предполагается, что:

– все оптические усилители в цепочке, включая усилитель мощности и предусилитель, имеют одну и ту же величину шума;

– потери (для канала) на всех пролетах одинаковы;

– выходные мощности (для канала) усилителя мощности и линейных усилителей одинаковы.

В этом случае ООСШ на входах канальных оптических приемников (в точках Ri на рисунке 1.1 (см. раздел 1), где i = 1, … n) можно аппроксимировать так:

 

,

(4.26)

 

где Pвых – выходная мощность (для канала) усилителя мощности и линейных усилителей в дБм;

L – потери на пролете усилительного участка в дБ, предполагаются равными усилению линейного усилителя;

GBA – усиление оптического усилителя мощности в дБ (бустера);

nf – коэффициент шума самопроизвольной эмиссии оптического усилителя в дБ;

N–1 – общее число линейных усилителей;

n – оптическая частота передачи канального сигнала;

Dn – полоса частот, занимаемая оптическим канальным сигналом, обычно Dn численно равна удвоенному значению скорости передачи канального сигнала В;

Р0 – эталонная мощность, равная 1 мВт.

Выражение (4.26) показывает, что шум ASE накапливается от N + 1 усилителей, а ООСШ от усилителя к усилителю уменьшается. На рисунке 4.8 в качестве примера приведен график изменения ООСШ в линейном тракте, содержащем 10 ОУ с коэффициентом шума 5 дБ и протяженностью усилительного участка 30 км.

Рисунок 4.8 – Изменение ООСШ в линейном тракте с ОУ

 

 

Если усиление оптического усилителя мощности примерно такое же, как у линейных усилителей, то есть GBAL, то уравнение 4.26 примет вид:

 

.

(4.27)

 

Если потери на пролете L (соответствующие усилению линейного усилителя) значительно превышают усиление ОУ мощности GBA, шумом ASE усилителя мощности можно пренебречь. В этом случае выражение (4.27) можно упростить:

 

.

(4.28)

 

Для однопролетного оптического участка, имеющего только ОУ мощности, ООСШ определяется выражением:

 

.

(4.29)

 

В случае одного пролета, имеющего только предусилитель, выражение (4.27) изменяется так:

 

.

(4.30)

 

Определим минимальное допустимое значение оптического ОСШ, при котором результирующее ОСШ (с учетом шумов как собственно оптического приемника, так и шумов оптических усилителей) не приводило к увеличению КОБ выше заданного.

Как известно на выходе оптического приемника в точке принятия решения результирующее ОСШ (QS, раз) должно быть таким, чтобы обеспечить требуемый коэффициент ошибок BER = 10–12.

В случае пренебрежения шумами оптического линейного тракта ЭОСШ (учитываются только шумы оптического приемника) в точке принятия решения равно Q1, раз, или q1=20lgQ1, дБ.

При наличии шумов в оптическом линейном тракте ООСШ на входе оптического приемника равно QО, в разах, или qО=10lgQО, дБ. Однако на выходе оптического приемника (в предположении что используется идеальный нешумящий приемник) соответствующее ему электрическое ОСШ при той же падающей оптической мощности будет также равно QО, в разах, или qRО=20lgQRО, дБ, что эквивалентно qRО=2qО.

Результирующее электрическое отношение сигнал шум (QS или qS) в точке принятия решения при учете шумов оптических усилителей и оптического приемника будет равно:

 

, раз.

(4.31)

 

Наличие шумов ОУ приводит к уменьшению результирующего ОСШ qS на DА дБ или уменьшению QS в da = 100,1DA раз:

 

QS= Q1/da, раз,

 

qS= q1 DА, дБ

 

 

Из которых следует, что оптическое ОСШ QО для заданного QS не может быть меньше

.

(4.32)

 

На рисунке 4.9 приведены графики, связывающие оптическое ОСШ на входе оптического приемника с результирующим электрическим ОСШ в точке принятия решения при разных значениях ухудшения ЭОСШ (0,5; 1; 2 дБ). Из выражения (4.6) можно определить, что для обеспечения требуемого коэффициента ошибок BER=10-12 в точке принятия решения ЭОСШ должно быть равно Q1=7,03 (q1=16,94 дБ). При наличии в линейном тракте оптических усилителей и возможном ухудшении ОСШ в точке принятия решения на 0,5, 1 или 2 дБ, оптическое ОСШ на входе оптического приемника должно быть не хуже соответственно 18,1, 15,3 или 12,8 дБ.

 

 

Рисунок 4.9 – Связь ООСШ (QO) и ЭОСШ(QS)

 

 

4.5           Оптическое перекрестное влияние

4.5.1    Основные определения

 

В силу неустоявшейся терминологии в данной области в таблице 4.2 даны определения терминов, используемых для описания оптических переходных (перекрестных) помех и их влияний. В 15-й Исследовательской комиссии МСЭ‑Т согласовано, что термин «перекрестное влияние» (crosstalk) используется для описания влияний на систему, а термин «переходное затухание» (isolation) используется для свойств компонентов.

Перекрестные влияния можно разделить на два вида: межканальное и интерферометрическое.

 

Таблица 4.2 – Применяемые термины

 

Параметр, единица измерения

Символ

Рек.

МСЭ-Т

Определение

 

1

2

3

4

Системные параметры

Межканальное перекрестное влияние, дБ

 

CC

G.692

Отношение полной мощности в мешающих каналах к мощности в необходимом канале. Необходимый и мешающие каналы располагаются на разных длинах волн

Интерферометрическое перекрестное влияние, дБ

 

CI

 

Отношение мешающей мощности (не включая ASE) к необходимой мощности внутри одного канала (длины волны). Этот параметр известен также как «внутриканальное перекрестное влияние»

Ухудшение по межканальному перекрестному влиянию, дБ

PC

 

Ухудшение, выделенное в бюджете системы для учета межканального перекрестного влияния

Ухудшение по интерферометрическому перекрестному влиянию, дБ

PI

 

Ухудшение, выделенное в бюджете системы для учета интерферометрического перекрестного влияния

Разность мощностей каналов, дБ

 

d

G.959.1

Максимальная допустимая разность мощностей каналов, подаваемых к какому-либо устройству

Коэффициент гашения

r

G.691

Отношение мощности в середине логической «1» к мощности в середине логического «0»

Ухудшение по закрытию «глаз-диаграммы», дБ

 

E

 

Ухудшение по чувствительности приемника из-за всех влияний на закрытие "глаза". Это охватывает закрытие "глаза" от передатчика и ухудшение из-за хроматической дисперсии

Компонентные параметры

Потеря из-за вставки, дБ

IL

G.671

Снижение мощности от входного порта к выходному на длине волны необходимого канала.

Однонаправленное переходное затухание, дБ

I

G.671

Разность между потерей устройства на длине волны мешающего канала и потерей на длине волны необходимого канала.

Переходное затухание соседнего канала, дБ

IA

G.671

Переходное затухание устройства на длинах волн одного канала, расположенного выше или ниже необходимого канала.

Переходное затухание несоседних каналов, дБ

INA

G.671

Переходное затухание устройства на длинах волн всех мешающих каналов, исключая соседние каналы.

4.5.2    Межканальное перекрестное влияние.

 

Наиболее общей рассматриваемой причиной этого явления является несовершенное демультиплексирование многоканального сигнала передачи в отдельные каналы до установки одноканальных приемников (рисунок 4.10). В оптическом демультиплексоре системы с DWDM групповой оптический сигнал, состоящий из k канальных оптических сигналов, поступает на общий порт демультиплексора. Худшим случаем для отдельного канала является случай, когда его мощность минимальна, а мощность других каналов – максимальны.

 

 

Рисунок 4.10 – Оценка перекрестных влияний демультиплексора

 

На рисунке 4.10 обозначена максимальная допустимая разность между уровнями мощности канальных сигналов d, дБ. Когда каналы появляются на индивидуальных выходных портах, уровень мощности мешающего канала снижен по сравнению с уровнем мощности информационного канала на величину, равную однонаправленному переходному затуханию I (дБ).

Главным параметром, который определяет максимальный уровень оптического перекрестного влияния, допустимый в рассматриваемой оптической системе, является ухудшение по межканальному перекрестному влиянию PC. Определим, исходя из этого, необходимые параметры переходного затухания демультиплексора.

Если предположить, что k >> 1 и уровни мощности мешающих сигналов одинаковы, то межканальное перекрестное влияние CC в k-канальной системе рассчитывается следующим образом

 

CC = d − I + 10lg (k −1), дБ.

(4.33)

 

В реальных демультиплексорах значение переходного затухания IA для каналов, непосредственно соседних с исследуемым, будет меньшим, чем переходное затухание INA для несоседних мешающих каналов. Соотношение уровней мощностей в каналах на выходе реального демультиплексора изображено на рисунке 4.11. Выражение для расчета межканального перекрестного влияния CC в этом случае имеет вид

 

, дБ

(4.34)

 

 

 

Рисунок 4.11 – Пример реального демультиплексора

 

В этой ситуации, однако, разные значения IA и INA могут образовать системы с различными ухудшениями по межканальному перекрестному влиянию PC при одном и том же значении полного CC. Для одного мешающего канала:

 

, дБ,

(4.35)

 

где r – линейный коэффициент гашения, характеризующий раскрыв глаз-диаграммы.

Для очень большого числа мешающих каналов с одинаковыми амплитудами (с некоррелированными данными) межканальное перекрестное влияние становится похожим на шум, поэтому можно предположить гауссову аппроксимацию. В этом случае для образования действительного ухудшения должна применяться свертка похожего на шум перекрестного влияния с распределением шума приемника (или ASE). Следуя методам из [14] и [15] и используя гауссову аппроксимацию биномиального распределения, получим следующее выражение:

 

, дБ,

(4.36)

 

где Q определяется из выражения (4.6), например, Q ≈ 7,03 для BER = 10–12.

На рисунке 4.12 представлена зависимость ухудшения оптического тракта PC от межканального перекрестного влияния СC для разных предположений. Фактическое ухудшение в реальной системе находится ниже самой верхней кривой.

Ухудшение по перекрестному влиянию может также зависеть от линейного кода (RZ или NRZ) и от отношения битовых скоростей исследуемого и мешающих сигналов.

 

Рисунок 4.12 – График оптического ухудшения в зависимости

от межканального перекрестного влияния

 

Процедура определения требуемого переходного затухания следующая:

1.Из системных параметров определяется значение PC, которое может различаться для разных систем. Например, в системе с коротким расстоянием можно назначить более высокий проигрыш по перекрестному влиянию, чем в системе с длинным расстоянием. В качестве примера выберем PC = 0,5 дБ.

2.Используя графики рисунка 4.11 или соответствующие формулы, определим значение CC из PC. Нужная модель находится где-то между моделью с двумя взаимодействующими сигналами при очень большой разнице между IA и INA и гауссовой моделью, в которой IA равно INA, а kвелико. Выбирая кривую худшего примера на рисунке 4.11, получаем значение CC = 15 дБ.

3.Из системных параметров устанавливаем значение d. В Рекомендации МСЭ-Т G.959.1, например, применяемый код P16S1-1D2 имеет d = 6 дБ, а P16S1-2C2 имеет d = 2 дБ. (Это приводит к разнице 4 дБ между необходимыми переходными затуханиями для этих применений). Итак, для P16S1-1D2 выбираем d = 6 дБ при k = 16.

4.Подставляем эти значения в выражение (4.33), откуда получаем значение переходного затухания не менее I = 32,8 дБ.

4.5.3    Интерферометрическое перекрестное влияние

 

Интерферометрическое перекрестное влияние появляется, когда мешающий и исследуемый каналы располагаются на одной и той же номинальной длине волны. Это происходит по следующим причинам:

-    сигнал на длине волны исследуемого канала не полностью ответвлен перед добавлением нового сигнала в оптическом мультиплексоре ввода/вывода;

-    при объединении оптических сигналов в оптическом мультиплексоре, когда оптический передатчик одного канала излучает на длине волны другого канала (например из-за недостаточного коэффициента подавления боковой моды); этот случай назван в G.692 перекрестным влиянием на передающей стороне (transmit-side crosstalk);

-    из-за недостаточного переходного затухания в оптическом кроссовом соединителе, что приводит к попаданию в приемник света от более чем одного волокна;

-    в любом компоненте или группе компонентов, в которых имеется более одного тракта, по которым свет может попасть к приемнику. Это называется многотрактовой интерференцией (MPI).

В отличие от межканального перекрестного влияния, интерферометрическое перекрестное влияние проявляется тогда, когда два оптических сигнала достаточно близки друг к другу, так что их частота биения будет в пределах электрической полосы пропускания приемника. В этом случае имеются оптические поля, которые взаимодействуют для образования перекрестного влияния, а не оптические мощности, поэтому уровни перекрестного влияния, необходимые для образования конкретного ухудшения, будут значительно меньшими.

При одном мешающем сигнале перекрестное влияние может моделироваться ограниченной функцией плотности вероятности. Ухудшение по перекрестному влиянию из [5] (включающее в себя влияние неполного коэффициента угасания r) для порога решения по средней мощности равно

 

, дБ,

(4.37)

 

 

для оптимизированного порога решения:

 

, дБ,

(4.38)

 

 

Ухудшение по интерферометрическому перекрестному влиянию для исследуемого сигнала идеального и с коэффициентом угасания 6 дБ при одном мешающем сигнале показано на рисунке 4.13.

Рисунок 4.13 – График оптического ухудшения в зависимости от интерферометрического перекрестного влияния

 

При многих мешающих сигналах функция плотности вероятности становится приближенно гауссовой, а ухудшение по оптическому перекрестному влиянию при приемнике с PIN-диодом будет согласно [15] для порога решения по средней мощности равно

 

, дБ,

(4.39)

 

и для оптимизированного порога решения

 

, дБ,

(4.40)

 

где , .

При BER = 10–12 Q´ 6,94 и Q7,03.

Зависимость значения ухудшения оптического тракта от интерферометрического перекрестного влияния для идеального исследуемого сигнала и сигнала с коэффициентом угасания 6 дБ при многих мешающих сигналах показана на рисунке 4.14.

Рисунок 4.14 – График оптического ухудшения в зависимости от интерферометрического перекрестного влияния.

4.6    Учет нелинейных явлений

 

Влияние нелинейных явлений, таких, как самомодуляция фазы (SPM), перекрестная модуляция фазы (XPM) и четырехволновое смешение (FWM), в многоканальной системе оценивается путем моделирования при разных значениях входной усредненной оптической мощности для установления порога мощности, соответствующего определенному ухудшению по рабочей характеристике системы.

В качестве примера проведем моделирование системы при следующих допущениях:

-   система содержит N каналов;

-   канальная скорость – 40 Гбит/с;

-   протяженность 500…1000 км, что типично для наземных ВОЛС;

-   формат передачи RZ с гауссовой формой импульса;

-   так как анализируются в данном случае нелинейные явления, рассматривается "идеальный" передатчик;

-   используется компенсация дисперсии; интервал компенсации совпадает с длиной усилительного участка, предполагается, что дисперсия и ее наклон точно компенсированы;

-   используется идеальный приемник, в состав которого входят: оптический фильтр с полосой пропускания 160 ГГц, идеальный фотодиод и электрический фильтр (Бесселя-Томсона 4-го порядка с полосой пропускания 32 ГГц);

-   осуществляется передача псевдослучайной 32-битовой последовательности. Для многоканальных систем битовые последовательности в разных каналах не коррелированны (худшим случаем является случай, когда по всем каналам передается одна и та же последовательность).

В литературе предложены различные схемы компенсации дисперсии (посткомпенсация, предкомпенсация, посткомпенсация с предварительной частотной модуляцией импульса).

Упрощенная схема системы с посткомпенсацией показана на рисунке 4.15.

Рисунок 4.15 – Схема системы с повторяющейся посткомпенсацией

 

Влияние нелинейных явлений

Многопролетная высокоскоростная система передачи, у которой полностью компенсирована дисперсия, подвергается влиянию нелинейных оптических явлений, в частности, SPM в одноканальных системах, XPM и FWM в многоканальных системах. Эти нелинейные явления возникают из-за эффекта Керра в волокне, причем его влияние на рабочие характеристики возрастает с ростом оптической входной мощности.

Рабочие характеристики системы при малой оптической мощности на входе волокна ухудшаются из-за низкого отношения оптический сигнал/шум в приемнике. Следовательно, для входной мощности существуют максимальный и минимальный пороги, которые соответствуют ухудшению по определенной рабочей характеристике системы.

При оценке максимального порога по мощности, определяемого нелинейными явлениями, учитываются следующие аспекты:

a) тип волокна, используемого для передачи

Волокна, характеризующиеся разными коэффициентами нелинейности и дисперсии, имеют различные свойства в части влияния нелинейности. Например, волокна с компенсацией дисперсии (DCF) имеют малую эффективную зону и в конечном итоге большой коэффициент нелинейности. Он проверяется при моделировании на входных оптических мощностях PSS > 3 дБм, когда SPM начинает ухудшать системные рабочие характеристики.

Стандартные одномодовые ОВ (Рекомендация МСЭ-Т G.652) имеют малый коэффициент нелинейности, для них SPM обычно пренебрежимо мала, за исключением случаев очень больших входных оптических мощностей (например, при схеме с посткомпенсацией и усилительных участках протяженностью 100 км SPM начинает ухудшать идеальную линейную характеристику при PSS > 8 дБм). С другой стороны, большая хроматическая дисперсия, типичная для волокон в соответствии с Рекомендацией МСЭ-Т G.652, делает влияния XPM и FWM совершенно незначительными в предположении, что дисперсия точно компенсирована.

Волокна в соответствии с Рекомендацией МСЭ-Т G.655 имеют в отношении SPM приблизительно такие же свойства, как и стандартные одномодовые ОВ, но имеют меньший коэффициент дисперсии, поэтому нельзя пренебрегать FWM.

б) схема компенсации дисперсии

Различают три схемы компенсации дисперсии, которые характеризуются разными свойствами в отношении SPM:

-    предкомпенсация: устройство компенсации дисперсии располагается в начале каждого пролета перед ОВ. Эта схема весьма чувствительна к SPM. Моделирование при протяженности усилительных участков 100 км, длине участка регенерации 500 км и коэффициенте шума усилителей nf = 6 дБ показало, что при Q » 7 максимальная входная мощность не должна превышать PSS < 4 дБм;

-    посткомпенсация: устройство компенсации дисперсии располагается в конце каждого пролета после ОВ. Моделирование при указанных выше значениях показало, что максимальная входная мощность не должна превышать PSS < 13 дБм;

-    посткомпенсация и предварительная частотная модуляция импульса. Оптимальное значение предварительной частотной модуляции, рассчитанное путем моделирования, значительно уменьшает влияние SPM.

в) длина пролета

Входная оптическая мощность из-за потерь в волокне при распространении вдоль участка снижается по экспоненциальному закону. В то же время влияние нелинейных явлений зависит от значения оптической мощности. Поэтому максимальный порог для входной мощности из-за нелинейных явлений имеет разные значения для систем, которые отличаются только длиной усилительного участка.

Например, моделирование линейного тракта протяженностью 500 км по ОВ (Рекомендация МСЭ-Т G.652) с посткомпенсацией, усилителями с коэффициентом шума nf = 6 дБ и длиной усилительного участка 100 км показало, что при Q = 7 максимальная входная мощность PSS = 13 дБм. Если длина усилительного участка равна 50 км, то максимальная входная мощность PSS = 8 дБм.

Следует учитывать, что все сделанные предположения справедливы при использовании формата модуляции RZ и не учитывают число каналов WDM и интервал между частотами.

 

5        обобщенная методика проектирования линейного тракта

5.1       Общие положения

 

Оптический линейный тракт, включающий как направляющую систему (ОВ), так и оконечное и промежуточное коммуникационное оборудование, проектируется для передачи компонентных цифровых сигналов по волоконно-оптической кабельной системе.

На первом этапе проектирования необходимо разработать структурную схему участка и места установки того или иного оптического оборудования.

Далее необходимо определить основные параметры используемых оптических элементов (пассивных и активных компонентов оптического трата), а также параметры используемых оптических интерфейсов.

На следующем этапе производится расчет основных системных параметров оптической линии с целью проверки соответствия установленным требованиям оптических интерфейсов.

В случае несоответствия установленным требованиям инженером принимается решение об изменении или параметров оптических компонентов, или мест их расположения, или их количества. Правильное принятие решения возможно только при полном владении методикой проектирования и понимании причинно-следственных связей, происходящих в многоканальной волоконно-оптической системе. В обобщенном виде алгоритм процесса проектирования представлен на рисунке 5.1. Как видно из этой схемы, проектирование линейного тракта является задачей итерационной, решаемой часто эвристическим методом, основанным на опыте и знаниях проектировщика.

5.2           Методика проектирования

 

При расчете системных параметров проектируемого линейного тракта основным является бюджет мощности.

Если бюджет мощности рассчитывается для одноканальной или многоканальной многопролетной (с промежуточными оптическими усилителями) ВОСП с устройствами компенсации дисперсии, основным системным параметром является бюджет оптической мощности.

Необходимо, чтобы при расчете бюджета оптической мощности учитывались все ухудшения, приводящие к изменению ОСШ в точке регенерации:

-  накопление оптического шума;

ухудшение распространения сигнала ввиду совокупного воздействия хроматической дисперсии и нелинейных эффектов (фазовая автомодуляция, фазовая кросс-модуляция, четырехволновое смешение, вынужденное рамановское рассеяние и т. д.);

 

Рисунок 5.1 – Алгоритм проектирования оптического тракта

 

-  ухудшение распространения сигнала ввиду воздействия оптической поляризации, например дисперсия моды поляризации (PMD), потери, зависящие от поляризации (PDL), усиление, зависящее от поляризации (PDG);

-  ухудшения, вызванные неточной настройкой длин волн(ы) несущих;

-  ухудшения, вызванные неточной настройкой относительной оптической мощности каналов в WDM. Этот тип ухудшений необходимо учитывать каждый раз, когда выполняется операция спектрального мультиплексирования;

-  ухудшения, вызванные несовершенством оконечного оборудования (относятся к показателям типа Q-фактор для соединения в режиме непосредственного переприема – типа «back-to-back»).

Таблица бюджета оптической мощности должна отражать запасы мощности, соответствующие наихудшему случаю на момент окончания срока службы. Пример схемы возможного бюджета мощности приведен в таблице 5.1.

 

Таблица 5.1 – Пример возможной схемы бюджета мощности

 

Параметр

Q, дБ

1

Значение бюджета оптической мощности на основе параметров оптического интерфейса

22

1.1

Ухудшение распространения ввиду совокупного влияния хроматической дисперсии, нелинейных эффектов, четырехволнового смешения, вынужденного рамановского рассеяния и т. д.

1

1.2

Ухудшение равномерности усиления

1

1.3

Ухудшение, вызванное неоптимальной оптической предварительной коррекцией

1

1.4

Ухудшение за счет допуска на длину волны

1

1.5

Средние дополнительные потери, вызванные PMD

1

1.6

Ухудшения, связанные с разбросом параметров и влиянием окружающей среды

2

2

Допустимое значение бюджета

15

Таблица 5.1 заполняется следующим образом:

Строка 1 – Разность между излучаемой оптической мощностью и чувствительностью оптического приемника для заданного КОБ при регенерации оптического канального сигнала.

В строках 1.1–1.6 приведен неполный, в качестве примера, список источников ухудшения, которые оказывают воздействие на показатели системы (список ухудшений может корректироваться и дополняться). Учитываемые ухудшения следует вычесть из значения строки 1.

Строка 2 – Допустимое значение бюджета. Значение в этой строке является результатом следующей операции:

Строка 2 = Строка 1 – (строки 1.1+…+1.6)

После расчета бюджета оптической мощности проводится оценка протяженности участка регенерации.

В качестве примера рассмотрим расчет многопролетного участка оптической транспортной сети многоканальной ВОСП со спектральным разделением каналов.

На рисунке 5.2 представлена схема многопролетного участка транспортной сети с применением оконечных мультиплексора (ОМ) и демультиплексораDM), мультиплексоров вывода/ввода (OADM), оптического кросс-коммутатора (ОXC), оптических усилителей и волоконно-оптического кабеля с волокном в соответствии с рекомендацией МСЭ-Т G.652.

Общая протяженность участка составляет 125 км, количество оптических каналов – не менее 16, битовая скорость в канале – 10 Гбит/с. Интервал между оптическими каналами 100 ГГц, полоса длин волн каждого канала 0,1 нм (12,48ГГц). Предполагается наличие двух оптических сетевых элементов: ОАDM и OXC. Протяженности оптических пролетов соответственно равны: L1=42км, L2=38км, L3=45км.

Для организации оптического тракта выберем оптические интерфейсы (см. таблицу 2.1): 16S1-2B2 – для первого пролета, 16S1-2С2 – для второго и третьего. В соответствии с Рекомендацией МСЭ-Т G.959.1 на пролете может использоваться только один ОУ (не предполагается использование линейных усилителей).

Оптические усилители представлены усилителем мощности (ВОА) на первом пролете и двумя предварительными усилителями (РОА) на втором и третьем пролетах.

 

Рисунок 5.2 – Схема участка оптической транспортной сети

 

В качестве исходных данных при проектировании используются следующие значения параметров оптических элементов:

-  коэффициент шума оптических усилителей nf = 7дБ;

-  уровень мощности на выходах ОУ для каждого из 16 оптических каналов составляет +1дБм,

-  совокупный уровень мощности многоканального сигнала составляет +14 дБм.

-  ОУ полностью компенсируют потери оптической мощности, вносимые ОВ, оптическими мультиплексорами и коммутаторами;

-  величина потерь оптической мощности с учетом потерь на стыках строительных длин кабеля и при подключении к оборудованию – 0,23 дБ/км.

-  хроматическая километрическая дисперсия – 18 пс/нм×км;

-  коэффициент ПМД – 0,2 пс/км1/2;

-  диапазон рабочих волн 1531,12 – 1562,23нм;

-  коэффициент шума OADM – 22дБ;

-  коэффициент шума PXC – 20дБ;

-  уровень мощности на входе ВОА – 9 дБм;

-  коэффициент усиления ВОА – 10 дБ.

В каждом оптическом канале снижается ООСШ, происходит накопление дисперсионных искажений. Проведем расчет этих параметров и сравним их допустимыми значениями для отдельных канальных интерфейсов.

Определим ООСШ при каскадировании различных оптических сетевых элементов

В каждом оптическом сетевом элементе происходит уменьшение величины ООСШ, вызванное добавлением собственных помех. По этой причине при каскадировании различных сетевых элементов (оптических усилителей, оптических коммутаторов, оптических мультиплексоров вывода/ввода и т.д.) происходит снижение помехоустойчивости в каждом из оптических каналов, что может привести к увеличению числа ошибок цифровой передачи при регенерации сигналов. При проектировании протяженных оптических каналов с коммутацией и усилением необходимо точно определить ООСШ и сравнить с допустимыми значениями, которые приводятся в технической документации. Изменение величины ООСШ в одном оптическом сетевом элементе ONE можно рассчитать по формуле

 

,

 

где OSNRout – отношение оптический сигнал/шум на выходе ONE;

OSNRin отношение оптический сигнал/шум на входе ONE;

Pin – уровень мощности сигнала оптического канала на входе ONE;

nf – коэффициент шума ONE;

h постоянная Планка, согласованная с уровнем мощности, мДж×с;

f центральная частота оптического канала, Гц;

Δf – полоса частот оптического канала, Гц.

При каскадировании N-го числа ONE результирующее значение OSNRout можно рассчитать:

, дБ,

 

где Pinj – уровни мощности оптического канала на входах различных оптических сетевых элементов, j=1…N;

nfj – коэффициент шума j-го оптического сетевого элемента.

При определении ООСШ также могут учитываться оптические шумы нелинейного происхождения в ОВ, ОУ, оптических коммутаторах и т.д.

В случае несоответствия величины ООСШ на выходе оптического канала требуемому значению по документации необходимо использовать возможности предварительной коррекции ошибок FEC.

Расчет диаграммы уровней оптического канала и ООСШ приведены ниже в виде таблиц.

 

Таблица 5.1 – Расчет диаграммы уровней

 

 

Рассчитываемые параметры

 

Участки и длины оптического кабеля, км

L1, 42

L2, 38

L3, 45

Затухание участка, дБ

9,7

8,74

10,35

Уровень мощности на входе участка, дБм

+1

-10

-10

Уровень мощности на выходе участка, дБм

-8,7

-18,74

-19,35

 

Таблица 5.2 – Результаты расчета ООСШ

 

 

BOA

DXC

POA2

OADM

POA4

Уровень мощности на входе Pin, дБм

-9

-8,7

-18,74

-10

-19,35

Коэффициент шума nf, дБ

7

20

7

22

7

OSNRout на выходе, дБ

43

30

28,3

24,55

23,9

 

Как видно из рисунка 4.8 при таком ООСШ штраф по мощности для оконечного сетевого элемента, в котором будет производиться регенерация электрического сигнала, не будет превышать 0,5 дБ.

Для оценки допустимой хроматической дисперсии воспользуемся графиками рисунка 4.5. При допустимом штрафе оптической мощности 1 дБ (e = 0,3) и ширине спектра излучения источника Dl < 0,1 нм значение DL для битовой канальной скорости 10 Гбит/с составляет 1000 пс/нм. При D = 18 пс/нм×км протяженность участка регенерации составляет L =1000/18 » 55,5 км, что требует установки устройств компенсации дисперсии на участках усиления.

Типовой модуль компенсации дисперсии на 40 км DCM40 имеет следующие фиксированные характеристики:

-  вносимое значение дисперсии – минус (680±2%) пс/нм;

-  вносимое затухание – не более 2,8 дБ;

-  значение ПМД – не более 0,8 пс.

С учетом этого необходимо пересчитать параметры линейного тракта с учетом дополнительных элементов (диаграмма уровней – таблица 5.3 и оптическое ОСШ – таблица 5.4). Структурная схема тракта представлена на рисунке 5.3.

Как видно из таблицы 5.4, результирующее ООСШ на входе последнего элемента уменьшится незначительно.

Остаточная хроматическая дисперсия оптического линейного тракта равна

 

пс/нм,

 

что меньше значения в 1000 пс/нм, при котором штраф оптической мощности превышает 1 дБ.

 

Таблица 5.3 – Расчет диаграммы уровней

 

 

Рассчитываемые параметры

 

Участки и длины оптического кабеля, км

L1, 42

L2, 38

L3, 45

Затухание участка, дБ

9,7

8,74

10,35

Затухание участка с учетом компенсатора дисперсии, дБ

12,5

11,54

13,15

Уровень мощности на входе участка, дБм

+1

-10

-10

Уровень мощности на выходе участка и компенсатора, дБм

-11,5

-21,54

-23,15

 

Таблица 5.4 – Результаты расчета ООСШ при использовании DCM

 

 

BOA

DXC

POA2

OADM

POA4

Уровень мощности на входе Pin, дБм

-9

-11,5

-18,74

-10

-19,35

Коэффициент шума nf, дБ

7

20

7

22

7

OSNRout на выходе, дБ

43

27,32

26,32

23,6

23,1

 

Рисунок 5.3 – Схема участка оптической транспортной сети с устройствами компенсации дисперсии

 

 

Как отмечено в подразделе 4.3, при штрафе оптической мощности не более 0,5 дБ значение ПМД не должно превышать 0,2 тактового интервала. В данном примере длительность тактового интервала равна

 

, с,

 

а ПМД на участке протяженностью 145 км

 

, с,

 

что соответствует выполнению неравенства:

 

, с.

 

Для предложенной структурной схемы оптического линейного тракта КОБ не будет превышать требуемого значения BER = 10-12.

 

 

Тема 20

1     ПЕРЕДАЧА ETHERNET ПОВЕРХ PDH

Передача Ethernet поверх PDH (EoPDHEthernet over PDH) реализована на основе технологий и стандартов, с помощью которых возможна передача кадров Ethernet поверх существующей телекоммуникационной инфраструктуры, созданной на основе оборудования плезиохронной цифровой иерархии PDH, что позволяет операторам расширять спектр предоставляемых пользователям услуг. Вместе с тем использование EoPDH является промежуточным звеном при переходе к сетям Ethernet.

При передаче информации в соответствии с EoPDH осуществляются следующие преобразования:

-       инкапсуляция кадров Ethernet;

-       размещение кадров Ethernet;

-       объединение каналов;

-       настройка пропускной способности канала;

-       управление сообщениями;

-       тегирование трафика для разделения по виртуальным сетям;

-       приоритезация пользовательского трафика.

Инкапсуляция кадров Ethernet – это процедура размещения кадров Ethernet в поле полезной нагрузки структуры (кадра) другого формата, предназначенного для передачи по сети, не поддерживающей непосредственную передачу кадров Ethernet. Основные задачи инкапсуляции в данном случае – обозначить начало и конец кадра, а также преобразовать пульсирующий трафик данных в равномерный, непрерывный поток. На сегодняшний день наибольшее распространение получили следующие технологии инкапсуляции: HDLC (устарела) и GFP. Формирование кадров HDLC и GFP из кадров Ethernet приведено ниже.

Размещение (mapping) – это процедура размещения инкапсулированных кадров Ethernet в контейнеры (циклы передачи) трафика TDM для транспортировки по каналу связи. В технологии PDH такими контейнерами в соответствии с рекомендацией МСЭ-Т G.8040 являются циклы сигналов Е12 и Е31.

Объединение каналов – объединение двух и более физических каналов в одно виртуальное соединение, что фактически позволяет передавать данные по нескольким физическим каналам с различными задержками и их корректным восстановлением на приемной стороне. Это делает виртуальный канал прозрачным для протоколов верхнего уровня.

Основным протоколом, используемым для EoPDH, сегодня является протокол GFP совместно с виртуальной конкатенацией (VCAT) и протоколом настройки емкости канала (LCAS). Эти протоколы позволяют динамически назначать клиентам пропускную способность, просто изменяя число каналов Е12, связанных в виртуальные группы, без замены оконечного сетевого устройства или прерывания обслуживания. Пример размещения кадров GFP при объединении (конкатенации) 16 сигналов Е12 показан на рисунке 4.1.

 

125 мкс

октет заголовка объединения

Номер цикла

1

Светлый диагональный 2TS0

 

Широкий диагональный 1

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

2

TS0

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

3

TS0

 

 

 

 

 

Широкий диагональный 1

 

 

 

 

 

 

 

 

4

TS0

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

.

 

 

 

 

 

 

 

 

15

TS0

 

 

 

 

 

 

 

Широкий диагональный 1

 

 

 

 

 

 

16

TS0

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Широкий диагональный 1 – заголовок кадра GFP

 

Рисунок 4.1 – Размещение кадров GFP в сигнале Е12

 

В данном случае, в соответствии с рекомендацией МСЭ-Т G.704, используется сверхцикловая структура из N=16 циклов Е12 длительностью 125 мкс. Канальные интервалы (TS) 1…31 используются для переноса октетов кадров GFP. Временной интервал TS1 первого цикла сверхцикла используется для переноса заголовка объединения в соответствии с рекомендацией МСЭ-Т G.7043/Y.1343. Этот октет зарезервирован для всех значений N (N = 1...16). В случае, не относящемся к виртуальному объединению/схеме регулировки пропускной способности линии (VCAT/LCAS) и предполагающем наличие одного сигнала со скоростью 2048 кбит/с, значение октета, предусмотренного для заголовка объединения, устанавливается на 00х0. В случае отсутствия пользовательского трафика в поле полезной нагрузки передаются «пустые» кадры GFP.

Настройка пропускной способности соединений используется для изменения совокупной пропускной способности путем добавления или удаления логических соединений между двумя узлами. В EoPDH это так называемая виртуальная конкатенация, реализуемая в соответствии с рекомендацией МСЭ-Т G.7043.

Производители оборудования с поддержкой EoPDH обеспечивают обработку пакетного трафика Ethernet в том или ином объеме в соответствии со стандартами, указываемыми в техническом описании.

 

2     ТЕХНОЛОГИЯ SDH КАК ТРАНСПОРТНАЯ СЕТЬ ДЛЯ ТРАФИКА ПЕРЕДАЧИ ДАННЫХ

2.1       Уровневая модель технологии SDH

Уровневая модель транспортной сети при использовании технологии SDH представлена на рисунке 5.1. Эта технология разрабатывалась для передачи трафика TDM и соответствует всем требованиям, предъявляемым к технологиям транспортных сетей.

 

Уровень каналов

Каналы PDH

Каналы передачи данных (Ethernet)

Уровень трактов

Тракты низшего порядка

Тракты высшего порядка

Уровень среды передачи

Слой секции

Секция мультиплексирования

Секция регенерации

Среда передачи (оптическое волокно, радиолинии)

 

Рисунок 5.1 – Уровневая структура транспортной сети SDH

 

В качестве примера на рисунке 5.2 показан однонаправленный тракт VC‑4 сети SDH, на котором отмечены функции завершения, адаптации и соединения для всех уровней транспортной модели технологии SDH. Предполагается передача пользовательского трафика, размещаемого в VC-4, в составе STM-16.

 

Рисунок 5.2 – Пример однонаправленного тракта VC-4 в сети SDH

 

Однако с увеличением доли трафика передачи данных происходили соответствующие изменения и в технологии SDH. В данном разделе рассматриваются возможности технологии SDH именно для передачи данных. Для этого изначально была предусмотрена процедура размещения трафика данных в виртуальных контейнерах соответствующего уровня (рекомендация МСЭ-Т G.707). Однако без дополнительных преобразований можно использовать виртуальные контейнеры для передачи данных в соответствии с протоколами Ethernet (10 Мбит/с в составе VC-3) и Fast Ethernet (100 Мбит/с в составе VC‑4). Для передачи поверх SDH данных с большими скоростями используется механизм конкатенации.

Алгоритм передачи данных в соответствии с технологией Ethernet поверх SDH (EoSDHEthernet over SDH) показан на рисунке 5.3 и отражает последовательность функциональных преобразований от тракта Ethernet до уровня регенераторной секции SDH.

 

 

Рисунок 5.3 – Транспортная модель EoSDH

 

Конкатенация (concatenation в переводе с английского – сцепление, объединение) в SDH – процедура, посредством которой мультиплексированные виртуальные контейнеры связываются друг с другом, в результате чего их объединенная емкость может использоваться как отдельный контейнер, в котором сохраняется целостность последовательности битов полезной нагрузки. Конкатенация позволяет создавать тракты с разной пропускной способностью.

Различают два вида конкатенации: смежная СCAT (Contiguous Concatenation) и виртуальная VCAT (Virtual Concatenation). Сцепки обоих видов образуют тракт с пропускной способностью в Х раз большей, чем емкость одиночного виртуального контейнера VС-n, но различаются процессами передачи между точками окончания тракта.

Смежная конкатенация определена для VC-2 и VC-4 и обозначается VC‑n-Xc, где n-уровень контейнеров (2 или 4), а Х = 4, 16, 64, 256 – кратность, т. е. число сцепляемых контейнеров (таблица 5.1). Для VC-4 нагрузка размещается в соседних (смежных) административных блоках AU-4. Указатель первого блока обозначает начало сцепки, а указатели остальных блоков сообщают о принадлежности к ней. Маршрутный заголовок первого виртуального контейнера обслуживает всю сцепку. При этом тракт с пропускной способностью, соответствующей емкости сцепки, образуется по всей трассе из конца в конец. Поэтому все сетевые элементы, через которые он проходит, должны поддерживать процедуру образования смежных сцепок.

 

Таблица 5.1 – Емкости виртуальных контейнеров при смежной

конкатенации

Тип VC

Емкость, Мбит/с

Транспорт SDH

VC-4

149,76

STM-1

VC-4-4c

599,04

STM-4

VC-4-16c

2 396,16

STM-16

VC-4-64c

9 584,64

STM-64

VC-4-256c

38 338,56

STM-256

 

Структура VC-4-Хc показана на рисунке 5.4. При этом значение указателя административного блока (AU PTR), формируемого из VC-4-Хc, имеет вид 1001SS1111111111.

 

 

 

1

X-1

X´260

1

J1

Фиксированная вставка

С-4-Xc

 

B3

 

C2

 

G1

 

F2

 

H4

 

F3

 

K3

9

N1

125 мкс

Рисунок 5.4 – Структура VC-4-Хc

 

Достаточно грубый шаг изменения пропускной способности при смежной конкатенации (см. таблицу 5.1) существенно снижает эффективность использования пропускной способности системы передачи. Например, для передачи сигнала Gigabit Ethernet методом смежной конкатенации требуется тракт VC-4-16c с пропускной способностью 2,5 Гбит/с, при этом ресурс системы используется приблизительно на 50 %, что с учетом 100 % резервирования уменьшает эффективность использования пропускной способности до 25 %.

Идея виртуальной конкатенации состоит в том, что на оконечном оборудовании поток данных разбирается (Splitting) и упаковывается (Mapping) в виртуальные контейнеры, которые передаются по сети автономно как обычные контейнеры. На приемной стороне нагрузка собирается в единый поток.

Виртуальная конкатенация определена для всех VC-n и обозначается VC‑n-Xv. Характеристики сцепок виртуальных контейнеров приведены в таблице 5.2.

 

Таблица 5.2 – Характеристики сцепок виртуальных контейнеров

Тип VC

Кратность, Х

Минимальная

емкость, Мбит/с

Максимальная емкость, Мбит/с

VC-11-Xv

1…64

1,600

102,400

VC-12-Xv

1…64

2,176

139,264

VC-2-Xv

1…64

6,784

434,176

VC-3-Xv

1…256

43,384

12 386,304

VC-4-Xv

1…256

149,760

38 338,560

 

Примеры возможной нагрузки и виртуальных сцепок, которые используются для ее транспортирования, приведены в таблице 5.3.

 

Таблица 5.3 – Примеры возможной нагрузки и виртуальных сцепок

Нагрузка, Мбит/с

Виртуальные контейнеры

Виртуальные сцепки

2

1´VC-12

VC-12

4

2´VC-12

VC-12-2v

10

5´VC-12

VC-12-5v

100

1´VC-4

VC-4

250

2´VC-4

VC-4-2v

1000

7´VC-4

VC-4-7v

 

При виртуальной конкатенации на передающей стороне нагрузка предварительно размещается в сцепке контейнеров С-n-, а затем побайтно разделяется по X виртуальным контейнерам VC-n. Каждый из Х виртуальных контейнеров, в которых размещается нагрузка сцепки, имеет стандартный маршрутный заголовок и передается по сети независимо (может быть даже по разным трассам). На рисунках 5.5 – 5.7 показаны структуры виртуальной конкатенации VC‑4‑Хv, VC‑3‑Хv, VC‑12‑Хv соответственно.

На приеме в точке окончания тракта VC-n-Xv нагрузка вновь объединяется. Поскольку время передачи по сети отдельных VC-n может различаться, то при восстановлении сигнала на конце тракта необходимо компенсировать разности задержек контейнеров и расставить их по своим местам в сцепке. Для управления виртуальной конкатенацией используется байт Н4 POH для VC-3/4 и байт К4 POH для VC-2/12/11.

Аппаратура SDH способна компенсировать максимальное дифференциальное время задержки между виртуальными контейнерами, входящими в сцепку, величиной в 128 мс.

При виртуальной конкатенации функции конкатенации нужны только в точках окончания тракта. Поэтому тракты VC-n-Xv могут проходить через участки сети, на которых установлено оборудование, не поддерживающее смежную конкатенацию.

 

 

 

 

1

 

Х

Х´260

 

 

 

 

 

 

1

 

 

 

С-4-Хс

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

9

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

1

 

 

 

 

260

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

J1

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

B3

 

 

 

 

 

 

 

1

J1

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

B3

 

 

 

 

 

 

 

 

C2

 

VС-4-Хv

 

 

 

 

 

G1

 

 

 

 

 

 

F2

 

 

 

 

 

 

H4

 

 

 

 

 

 

 

 

F3

125 мкс

 

 

 

 

 

 

K3

VC-4 #X

 

 

 

 

 

 

 

9

N1

125 мкс

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

VC-4 #1

 

 

 

 

 

 


Рисунок 5.5 – Структура виртуальных сцепок VC-4-Xv

 

Следующим этапом адаптации технологии SDH к передаче пакетного трафика был вариант непосредственной загрузки трафика данных в виртуальные контейнеры. Мы рассмотрим исключительно загрузку данных в форматах Ethernet и IP. Для этого используются протокол HDLC и специально разработанный и стандартизированный протокол РРР (Point-to-Point Protocol) – протокол соединения точка-точка.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

1

 

Х

Х´84

 

 

 

 

 

 

1

 

 

 

С-3-Хс

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

9

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

1

 

 

 

 

84

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

J1

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

B3

 

 

 

 

 

 

 

1

РОН

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

VС-3-Хv

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

125 мкс

 

 

 

 

 

 

VC-3 #X

 

 

 

 

 

 

 

9

125 мкс

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

VC-3 #1

 

 

 

 

 

 


Рисунок 5.6 – Структура виртуальных сцепок VC-3-Xv

 

 

1

 

Х

Х´34

 

 

 

 

 

 

1

 

 

С-12-Хс

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

4

500 мкс

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

1

 

 

 

 

34

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

V5

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

J2

 

VС-12-Хv

 

 

 

 

1

V5

 

 

 

 

 

 

 

 

 

J2

500 мкс

 

 

 

 

 

 

 

N2

VC-12 #X

 

 

 

 

 

 

4

K4

500 мкс

 

 

 

 

 

 

 

 

 

VC-12 #1

 

 

 

 

 

 


Рисунок 5.7 – Структура виртуальных сцепок VC-12-Xv

2.2       Протокол HDLC

Протокол HDLC (High-level Data Link Control) имеет статус стандарта ISO, является протоколом выделенных линий, и включает протоколы, используемые в глобальных сетях для обеспечения надежной передачи кадров на зашумленных линиях:

-     LAP-B – канальный уровень сетей Х.25;

-     LAP-D – канальный уровень сетей ISDN;

-     LAP-M – канальный уровень асинхронно-синхронных модемов;

-     LAP-F – канальный уровень сетей Frame Relay.

Основные принципы работы протокола HDLC: режим логического соединения, контроль искаженных и потерянных кадров с помощью метода скользящего окна, управление потоком кадров.

Сегодня протокол HDLC на выделенных каналах вытеснен протоколом РРР. Сложность HDLC объясняется тем, что этот протокол разработан еще в 70-е годы для ненадежных каналов связи и одна из основных его функций – это восстановление поврежденных и утерянных кадров, что в конечном итоге обеспечивает снижение вероятности битовой ошибки (BER) в аналоговых каналах с 10–3 до 10–9. Однако сегодня цифровые каналы и без дополнительных процедур восстановления кадров обеспечивают высокое качество (BER = 10–8…10–12). Для работы по такому каналу восстановительные функции протокола HDLC уже не нужны. При передаче по аналоговым выделенным каналам современные модемы сами применяют протоколы семейства HDLC. Поэтому использование HDLC на уровне маршрутизатора или коммутатора становится неоправданным.

Протокол HDLC является бит-ориентированным протоколом, что позволяет уменьшить объем управляющей информации, передаваемой по информационному каналу. Благодаря этому повышается эффективность использования этого канала.

Протокол HDLC определяет три типа кадров:

-      информационные кадры (Information) предназначены для передачи пользовательских данных в процедурах с установлением логического соединения и должны обязательно содержать поле информации; в процессе передачи информационных блоков осуществляется их нумерация в режиме скользящего окна;

-      управляющие кадры (Supervisory) предназначены для передачи команд и ответов в процедурах с установлением логического соединения, в том числе запросов на повторную передачу искаженных информационных блоков;

-      ненумерованные кадры (Unnumbered) предназначены для реализации дополнительных функций управления каналом: передачи ненумерованных команд и ответов, выполняющих в процедурах без установления логического соединения передачу информации, идентификацию и тестирование, установление и разъединение логического соединения, а также информирование об ошибках в процедурах с установлением логического соединения.

Все типы кадров уровня LLC имеют единый формат (рисунок 5.8) и содержат следующие поля:

-      флаг – используется для синхронизации (определения границ кадра), всегда располагается в начале и конце каждого кадра и имеет вид 01111110;

-      адрес – определяет станцию назначения, может состоять из одного и более байт (расширение поля адреса);

-      управление – определяет назначение и функции кадра, состоит из одного или двух байт;

-      информация – поле переменной длины, содержит пользовательские данные, предназначенные для передачи;

-      контрольная сумма (FCS) – 16-разрядная или 32-разрядная кодовая комбинация, полученная путем циклического избыточного кодирования для обнаружения ошибок.

 

Флаг

Адрес

Управление

Поле данных

FCS

Флаг

1 байт

1 и более байт

1 или 2 байта

Переменная длина

2 или 4 байта

1 байт

 

Рисунок 5.8 – Структура кадра HDLC

 

Структура поля управления показана на рисунке 5.9. Поле управления содержит следующие позиции:

-     N(S) используется для указания номера отправленного кадра;

-     N(R) используется для указания номера кадра, который приемник ожидает получить от передатчика следующим, а также выступает в качестве подтверждения приема предыдущих кадров (при работе протокола HDLC используется метод скользящего окна, N(S) и N(R) нумеруются по модулю 8 или 128 в зависимости от 3-разрядного или 7‑разрядного номера);

-     P/F (Poll/Final – опрос/окончание) имеет следующее значение: в командах он является битом Poll и требует, чтобы на команду был дан ответ, а в ответах он является битом Final и свидетельствует о том, что ответ состоит из одного кадра;

-     М для ненумерованных кадров определяет несколько типов команд, которыми пользуются два узла на этапе установления соединения, например, установить сбалансированный асинхронный расширенный режим (является запросом на установление соединения), ненумерованное подтверждение (служит для подтверждения установления или разрыва соединения), сброс соединения (запрос на разрыв соединения).

 

8-разрядное поле управления

1

2

3

4

5

6

7

8

Разряды поля управления

0

N(S)

P/F

N(R)

Информационные кадры

1

0

S

P/F

N(R)

Кадры управления

1

1

M

P/F

M

Ненумерованные кадры

 

16-разрядное поле управления

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

11

12

13

14

15

16

Разряды поля

управления

0

N(S)

P/F

N(R)

Информационные кадры

1

0

S

0

0

0

0

P/F

N(R)

Кадры управления

 

Рисунок 5.9 – Структура поля управления кадра HDLC

 

Информационное поле содержит действительные данные пользователя и имеется только в кадре информационного формата.

Поле FCS – контрольная последовательность кадра – используется для обнаружения ошибок передачи между двумя станциями. Передающая станция осуществляет вычисления над потоком данных пользователя по процедуре CRC, и результат этого вычисления включается в кадр в качестве поля FCS. В свою очередь, принимающая станция производит аналогичные вычисления и сравнивает полученный результат с информацией в поле FCS. Если имеет место совпадение, принимается решение, что передача произошла без ошибок. В случае несовпадения принимается решение, что имела место ошибка при приеме кадра, и принимающая станция посылает отрицательное подтверждение, означающее, что необходимо повторить передачу кадра. Вычисление CRC называется циклическим контролем по избыточности и использует производящий полином в соответствии с рекомендацией МСЭ-Т V.41.

2.3       Point-to-Point протокол

Протокол PPP (Point to Point Protocol – протокол «точка-точка») работает в режиме с установлением соединения, обеспечивает реализацию непосредственного обмена информацией и решает следующие задачи:

-         конфигурация и проверка качества связи;

-         подтверждение подлинности (аутентификация) удаленного пользователя;

-         динамическое присвоение адресов IP и управление этими адресами;

-         обнаружение и коррекция ошибок и др.

Протокол РРР включает три основных компонента:

-          протокол передачи данных методом инкапсуляции – формирование дейтаграмм для передачи по последовательным каналам передачи;

-          расширяемый протокол контроля канала LCP (Link Control Protocol) для организации, выбора конфигурации и проверки соединения канала передачи данных;

-          семейство протоколов контроля сети NCP (Network Control Protocols) для организации и выбора конфигурации различных протоколов сетевого уровня.

Для организации связи по каналу с непосредственным соединением инициирующий РРР в начале отправляет пакеты LCР для задания конфигурации соединения, а также проверки канала передачи данных. После того, как канал установлен и пакетом LCР выполнено необходимое согласование факультативных средств, инициирующий РРР отправляет пакеты NCP, чтобы выбрать и определить конфигурацию одного или более протоколов сетевого уровня. Как только конфигурация каждого выбранного протокола определена, дейтаграммы из каждого протокола сетевого уровня могут быть отправлены через данный канал. Канал сохраняет свою конфигурацию до тех пор, пока пакеты LCP или NCP явно не закроют его или пока не произойдет какое-нибудь внешнее событие (например, истечет срок бездействия таймера или вмешается какой-нибудь пользователь).

На канальном уровне протокол PPP использует принципы, терминологию и структуру блока данных процедур HDLC. Протокол PPP разработан для каналов связи, которые транспортируют пакеты между двумя одноранговыми объектами. Эти каналы обеспечивают полнодуплексное одновременное двунаправленное функционирование и передают пакеты в соответствующем порядке.

Инкапсуляция PPP обеспечивает мультиплексирование различных протоколов сетевого уровня одновременно в одном и том же канале. Метод инкапсуляции PPP разработан для сохранения совместимости с наиболее часто используемыми аппаратными средствами поддержки.

Инкапсуляция PPP используется для прозрачной передачи дейтаграмм различных протоколов. Она требует указаний на начало и конец инкапсуляции.

Протокольный блок данных PPP показан на рисунке 5.10, где поле «Информация» содержит данные, инкапсулируемые в РРР. Поля передаются слева направо.

 

Протокол

Информация

Дополнение

8 или 16 бит

Переменная длина

2 или 4 байта

 

Рисунок 5.10 – Структура кадра PPP

 

Поле «Протокол» содержит один или два октета. Их значения идентифицируют вид дейтаграммы, вставленной в поле «Информация». Значения поля «Протокол» определяются в последнем издании «Assigned Numbers RFC». Значения кодов поля протокола от 0xxx до 3xxx идентифицируют протоколы сетевого уровня, а значения в интервале 8xxx-bxxx говорят о том, что протокол соответствует NCP (Network Control Protocol). Коды из диапазона 4xxx-7xxx используются для протоколов с низким уровнем трафика, а коды от Сxxx до Еxxx соответствуют управляющим протоколам (например LCP).

Поле «Информация» содержит дейтаграмму в соответствии с протоколом, указанным в поле «Протокол». Поле «Информация» имеет переменную длину. Максимальная длина поля «Информация», включая поле «Дополнение», не должна превышать 1500 байт. В соответствии с априорным соглашением реализации РРР могут использовать другие значения максимальной длины информационного поля. Поле «Информация» при передаче может дополняться произвольным числом октетов, вплоть до максимального значения. Каждый протокол должен иметь возможность отличать дополнительные октеты от реальной информации.

Формат кадра РРР при инкапсуляции показан на рисунке 5.11.

 

Флаг

Адрес

Управление

Протокол

Данные

FCS

Флаг

1 байт

1 байт

1 байт

2/1 байт

Переменная длина

до 1500 байт

2 или 4 байта

1 байт

 

0021

IP-дейтограмма

 

 

Рисунок 5.11 – Формат кадра РРР при инкапсуляции

Поле «Флаг» указывает на начало или конец кадра РРР, имеет вид 0x7E (01111110).

Поле «Адрес» содержит двоичную последовательность 11111111, представляющую собой стандартный широковещательный адрес. РРР не присваивает индивидуальных адресов станциям.

Поле «Управление» составляет 1 байт и содержит двоичную последовательность 00000011, которая требует от пользователя передачи информации непоследовательным кадром.

Поле «Протокол» представлено в разделе 5.2.

Поле «Данные» включает поля «Информация» и «Дополнение», описанные выше. Длина поля «Данные» от нуля до 1500 байт.

Поле FCS – поле проверочной последовательности блока данных (FCS – frame check sequence) обычно составляет 16 бит (два байта). В соответствии с априорным соглашением реализации РРР могут использовать 32-битовое (4‑байтовое) поле FCS, чтобы улучшить процесс выявления ошибок.

Протокол PPP для достаточной универсальности и применимости к широкому разнообразию систем включает протокол контроля канала LCP. Протокол LCP используется, чтобы автоматически согласовывать опции формата инкапсуляции, изменять пределы размеров пакетов, обнаруживать зацикливание звена и другие ошибочные ситуации, связанные с различиями конфигураций, и разрывать связь. Его другие дополнительные средства обслуживания – это аутентификация идентичности однорангового объекта и определение, когда связь функционирует должным образом, а когда нет.

Процесс контроля канала включает четыре фазы:

1.  Организация канала и согласование его конфигурации. Прежде, чем может быть произведен обмен какими-либо дейтаграммами сетевого уровня (например, IP), LCP сначала должен открыть связь и согласовать параметры конфигурации. Эта фаза завершается после того, как будет отправлен и принят пакет подтверждения конфигурации.

2.  Определение качества канала связи. LCP обеспечивает необязательную фазу определения качества канала, которая следует за фазой организации канала и согласования его конфигурации, где проверяется канал с целью выяснения, является ли качество канала достаточным для вызова протоколов сетевого уровня. Эта фаза является полностью факультативной. LСP может задержать передачу информации протоколов сетевого уровня до завершения этой фазы.

3.  Согласование конфигурации протоколов сетевого уровня. После того, как LСP завершит фазу определения качества канала связи, соответствующими NCP может быть выбрана конфигурация сетевых протоколов, и они могут быть в любой момент вызваны и освобождены для последующего использования. Если LCP закрывает данный канал, он информирует об этом протоколы сетевого уровня, чтобы они могли принять соответствующие меры.

4.  Прекращение действия канала. LCP может в любой момент закрыть канал. Это обычно делается по запросу пользователя, но может произойти также из-за какого-нибудь физического события, такого, как потеря носителя или истечение периода бездействия таймера.

Существует три класса пакетов LCP:

-          пакеты для организации канала связи, используются для организации и выбора конфигурации канала;

-          пакеты для завершения действия канала, используются для завершения действия канала связи;

-          пакеты для поддержания работоспособности канала, используются для поддержания и отладки канала.

Эти пакеты используются для достижения работоспособности каждой из фаз LCP.

Семейство протоколов контроля сети (NCPsNetwork Control Protocols) отвечает за определенные функции, требуемые соответствующими протоколами сетевого уровня.

Каналы PPP достаточно легко конфигурируются. Все общие конфигурации имеют стандартные значения по умолчанию. Приложение может модернизировать значения, установленные по умолчанию, о чем автоматически сообщается одноранговому объекту без вмешательства оператора. Наконец, оператор может явно задавать опции, которые позволяют каналу работать в окружающих средах, где иначе это было бы невозможно.

 

2.4       Передача пакетного трафика по сетям SDH

Использование протокола HDLC позволяет создавать коридор для передачи трафика IP между двумя точками сети в режиме с установлением соединения. При этом используется следующая схема преобразований:

 

IPPPPHDLCVC-n SDH

 

На первом этапе пакеты IP инкапсулируются в кадры РРР, которые в свою очередь преобразуются в кадры HDLC путем добавления байтов заголовка (см. рисунок 5.10), в состав которого входит контрольная сумма CRC-32. Далее в соответствии с RFC 2615 осуществляется загрузка кадров HDLC в поле полезной нагрузки VC-n. Для выравнивания скорости пакетного трафика до скорости VC-n используются пустые кадры, соответствующие по структуре флагам кадра HDLC.

Недостатком данного метода является то, что пропускная способность канала SDH выбирается равной максимальной (пиковой) скорости передачи пакетного трафика, чтобы исключить его потерю. Учет большого коэффициента пульсаций пакетного трафика k = 50…100, определяемого как отношение пиковой скорости передачи данных к средней, опять приводит к низкой эффективности использования пропускной способности системы передачи.

Следующими этапами, не актуальными на сегодняшний день при передаче пакетного трафика по SDH, были:

-     использование протокола LAPS (Link Access Protocol to SDH) – протокола доступа к каналу SDH, когда в VC-n непосредственно загружались кадры Ethernet;

-     использование протокола АТМ, для которого характерно разбиение пользовательского трафика на фрагменты, которые в дальнейшем преобразуются в ячейки фиксированного размера (53 байта).

Максимальное распространение в современных условиях для передачи пакетного трафика получил протокол GFP.

2.5       Протокол GFP

Протокол GFP (Generic Framing Procedure) был разработан и стандартизирован МСЭ-Т как протокол инкапсуляции данных для передачи пакетного трафика по транспортным сетям, построенным на основе оборудования временного разделения каналов (TDM).

Требования, предъявляемые к протоколу GFP:

-     пакетный трафик передается в виде кадров GFP;

-     процедура формирования кадров GFP должна быть максимально простой;

-     заголовки кадров должны иметь фиксированный размер для удобства их обработки;

-     протокол GFP не должен быть связан с уровнями контроля качества и управления пропускной способностью систем передачи;

-     простота процедур выравнивания скоростей;

-     протокол GFP должен быть максимально адаптирован к специфике мультисервисного трафика.

Основное назначение протокола GFP – линеаризация (выравнивание) трафика передачи данных для последующего удобства его загрузки в транспортную сеть, ориентированную на коммутацию каналов, например, сеть на основе оборудования SDH или PDH. Другими словами, протокол GFP выполняет роль промежуточного звена между сетями с коммутацией пакетов и коммутацией каналов.

В частности, при использовании транспортной сети SDH цепочка преобразований EthernetSDH в модели NGSDH выглядит следующим образом:

Ethernet → GFP → Virtual Concatenation → LCAS → SDH.

В соответствии с рекомендацией МСЭ-Т G.7041 протокол GFP выполняет две категории задач:

-     определение формата данных при их инкапсуляции в GFP, что связано со спецификой передаваемого трафика;

-     определение процедур загрузки и передачи кадров GFP, что соответствует унифицированным алгоритмам работы GFP.

Уровневое представление протокола GFP показано на рисунке 5.12, где приняты следующие обозначения: GFP-CGFP Common – общий уровень протокола, соответствующий нижнему уровню; GFP-FFrame-Mapped GFP – часть протокола верхнего уровня, используемая для передачи протокол‑ориентированного трафика PDU (Protocol Data Unit), для которого характерна высокая неравномерность скорости передачи информации (большой коэффициент пульсаций); GFP-TTransparent GFP – часть протокола верхнего уровня, используемая для передачи блок-ориентированного трафика, который передается в виде блоков с постоянной скоростью, например, передача данных от систем хранения.

Модель связей клиентов и транспортной сети при использовании протокола GFP показана на рисунке 5.13.

Рассмотрим более подробно формирование кадров GFP на каждом из уровней. Для общего уровня протокола, не зависящего от типа нагрузки, существуют два типа кадров GFP-С: клиентские кадры и кадры управления GFP.

 

PPP, Ethernet и др. трафик PDU

ESCON/SBCON и др. блок-ориентированный трафик

Уровень нагрузки

 

 

 

GFP-F

GFP-T

Уровень, зависящий от нагрузки

GFP-C

Уровень, не зависящий от нагрузки

 

 

 

PDH, SDH, OTN и пр.

Уровень передачи

 

Рисунок 5.12 – Обобщенная уровневая структура протокола GFP

 

 

Рисунок 5.13 – Функциональная модель протокола GFP

 

Структура клиентского кадра показана на рисунке 5.14. Кадр GFP-С имеет байтовую структуру (одна строка – один байт), содержит поле заголовка и поле полезной нагрузки, размер которого в зависимости от типа нагрузки изменяется в пределах 4…65 535 байт. Заголовок кадра состоит из 4 байт и содержит поле PLI (Payload Length Indicator) – индикатор размера поля нагрузки. Ошибка в поле PLI может привести к неправильному считыванию всего кадра GFP. Для обеспечения целостности клиентской информации используется дополнительная проверка на ошибки cHEC (core Header Error Check) поля PLI, которая позволяет обнаруживать и исправлять одиночные битовые ошибки, реализованная на основе циклического избыточного кодирования CRC-16 с образующим полиномом G(x) = x16 + x12 + x5 + 1.

Поле полезной нагрузки кадра GFP имеет переменный размер 4…65 535 байт, состоит из полей заголовка нагрузки, собственно нагрузки и поля дополнительной контрольной суммы. Нижний предел в 4 байта определяется размером заголовка пустого кадра, максимальный – определен с запасом на перспективу.

 

 

 

Индикатор размера поля нагрузки PLI

(16 бит)

байты

 

 

1

Заголовок

кадра

 

Поле проверки cHEC (CRC-16)

4

 

5

Поле полезной нагрузки

Поле заголовка

нагрузки

(4…64 байта)

n

 

Поле полезной

нагрузки

 

 

 

Поле контрольной суммы FCS (CRC-32)

(дополнительное)

 

Рисунок 5.14 – Структура клиентского кадра GFP

 

Поле «Заголовок нагрузки» (рисунок 5.15) состоит из 4…64 байт и содержит следующие поля:

-     Type – тип нагрузки (обязательное), несет информацию о типе нагрузки, наличии или отсутствии полей расширения заголовка и контрольной суммы FCS кадра GFP;

-     tHECtype Header Error Check – контроль и коррекция ошибок поля Type (обязательное);

-     расширение заголовка, которое используется для передачи дополнительных данных, связанных с нагрузкой, например, идентификаторы виртуальных контейнеров, адреса передатчиков и приемников, номер порта, класс обслуживания, сигналы о неисправностях и пр.;

-     поле еHEC – контроль поля расширения заголовка по процедуре CRC‑16 (2 байта).

 

 

 

 

биты

1

2

3

4

5

6

7

8

байты 5

PTI

PFI

EXI

6

UPI

7

tHEC

8

9

Поле расширения заголовка

0…60

2

eHEC

n

 

Рисунок 5.15 – Структура поля заголовка нагрузки кадра GFP

 

В свою очередь поле заголовка Type (см. рисунок 5.15) включает следующие поля:

-     поле PTI (Payload Type Identifier) – идентификатор типа нагрузки, состоит из 3 бит, определяющих тип клиентского кадра GFP (000 – данные пользователя; 100 – данные управления);

-     поле PFI (Payload FCS Indicator) – индикатор наличия контрольной суммы FCS в поле нагрузки (PFI = 1 – поле FCS есть; PFI = 0 – поле FCS отсутствует);

-     поле EXI (Extension Header Identifier) – идентификатор наличия расширения заголовка нагрузки (EXI = 0000 – поле расширения отсутствует; EXI = 0001 – Linear frame – линейный заголовок кадра (для передачи по схеме РРР), EXI = 0010 – Ring frame – кольцевой заголовок кадра, используется в технологиях Token Ring, FDDI, RPR и т. д.);

-     поле UPI (User Payload Identifier) – определяет тип передаваемой нагрузки, его интерпретация зависит от поля PTI. Например, при PTI = 000, передаются данные пользователя, UPI = 00000001 – соответствует передаче кадров Ethernet, UPI = 00000010 – кадров РРР и т. д.

Кадр управления GFP-С. На сегодняшний день стандартизирован только «пустой» кадр, имеющий размер 4 байта, в котором отсутствует поле нагрузки. Кадр управления GFP-С используется для заполнения канала передачи в случае, когда пропускная способность канала больше, чем требуется для передачи клиентского трафика. Поля PLI и eHEC для кадра управления состоят из всех «0», для устранения длинных серий нулей в протоколе GFP используется скремблирование. Применение кадров GFP-С обеспечивает полное заполнение пропускной способности канала TDM.

Подуровень GFP-F/GFP-T предназначен для передачи трафика пользователя. На рисунке 5.16 показан алгоритм преобразования (инкапсуляции) кадра Ethernet в кадр GFP.

При инкапсуляции используется принцип «один к одному» и побайтная (октетная) загрузка информации в поле нагрузки GFP. Кадр Ethernet загружается от поля адреса получателя (DA – Destination address) до поля контрольной суммы FCS. Защитные интервалы между кадрами Ethernet не передаются, а восстанавливаются в точке восстановления трафика Ethernet. Такое преобразование кадров Ethernet в кадры GFP минимизирует изменение данных пользователя – они не фрагментируются, не преобразовываются, контрольные суммы не пересчитываются, что значительно упрощает передачу данных пользователя.

 

 

Кадр Ethernet

байты

Кадр GFP

 

 

2

PLI

 

 

2

eHEC

байты

 

2

Type

7

Преамбула

2

tHEC

1

Начальный ограничитель кадра

0…60

Поле расширения заголовка

6

Адрес назначения (DA)

Поле нагрузки кадра GFP

6

Адрес источника (SA)

 

2

Длина/тип поля данных

 

 

Поле данных

 

 

Поле заполнения

 

4

Поле контрольной суммы (FCS)

 

Рисунок 5.16 – Инкапсуляция кадра Ethernet в кадр GFP

 

На рисунках 5.17–5.19 показаны схемы инкапсуляции в кадры GFP кадров PPP/HDLC, PPP и пакетов IP. Еще раз подчеркнем, что кадры пользователя при преобразовании в кадры GFP не подвергаются никаким сложным изменениям, не фрагментируются, не преобразовываются, контрольные суммы не пересчитываются и пр.

На рисунке 5.20 показана структура кадра GFP-T для передачи данных блок-ориентированного трафика (систем хранения данных).

 

 

Кадр PPP/HDLC

байты

Кадр GFP

 

 

2

PLI

 

 

2

eHEC

 

 

2

Type

байты

 

2

tHEC

1

Флаг

0…60

Поле расширения заголовка

1

Адрес

 

Поле нагрузки кадра GFP

1

Управление

 

2

Протокол (РРР)

 

 

Информация

 

 

Дополнение

 

4

Поле контрольной суммы (FCS)

 

 

Рисунок 5.17 – Инкапсуляция кадра PPP/HDLC в кадр GFP

 

 

Кадр PPP

байты

Кадр GFP

 

 

2

PLI

 

 

2

eHEC

 

 

2

Type

байты

 

2

tHEC

 

 

0…60

Поле расширения заголовка

1-2

Протокол РРР

Поле нагрузки кадра GFP

 

Информация PPP

 

 

Дополнение

 

4

Поле контрольной суммы (FCS)

 

Рисунок 5.18 – Инкапсуляция кадра PPP в кадр GFP

 

 

Кадр IP

байты

Кадр GFP

 

 

2

PLI

 

 

2

eHEC

 

 

2

Type

байты

 

2

tHEC

 

 

0…60

Поле расширения заголовка

 

Пакеты IPv4, IPv6

Поле нагрузки кадра GFP

 

 

 

 

4

 

 

 

4

pFSC

Рисунок 5.19 – Инкапсуляция пакета IP в кадр GFP

 

 

Индикатор размера поля нагрузки (16 бит)

 

 

 

 

 

 

Заголовок

кадра

 

Поле проверки cHEC (CRC-16)

Type

 

 

tHEC

Поле полезной нагрузки

 

Поле заголовка нагрузки (4…64 байта)

 

Поле расширения заголовка (0…58 байт)

 

Поле нагрузки

N блоков по 8´(65В+16) бит

 

eHEC (CRC-16)

 

 

 

Поле контрольной суммы FCS (CRC-32)

 

 

 

Рисунок 5.20 – Структура кадра GFP-T

2.6       Управление пропускной способностью канала

Для повышения эффективности использования пропускной способности канала системы передачи SDH при передаче пакетного трафика был разработан протокол LCAS – Link Capacity Adjustment Scheme, который позволяет динамически изменять соотношение между пропускной способностью каналов, предназначенных для передачи трафика TDM и пакетного трафика. LCAS – можно рассматривать как систему сигнализации, в соответствии с которой динамически изменяется пропускная способность виртуальных каналов, обеспечивающих передачу данных.